【導讀】用于為Ku波段衛星移動通信有源相控陣天線被用于接收和發射MMIC多功能芯片使用開發0.25 微米的p HEMT的商業方法。多功能芯片由4通道分合路組成，每個通道提供多種功能，例如6位數字相移功能，5位數字衰減功能和信號放大功能。將MMIC多功能芯片組裝在尺寸為7 mm×7 mm的商用QFN封裝中后，對其進行測量，該芯片的尺寸為27 mm^2（5.2 mm×5.2 mm）。
測量結果表明，多功能接收芯片在10.7至12.75 GHz頻率下的增益為28 dB，噪聲系數為1.6 dB。在相位控制中，在衰減控制中顯示了3°的RMS相位誤差和0.3 dB的RMS衰減誤差。對于多功能發射芯片，在1.27 W直流功耗下，在13.75至14.5GHz處的增益為15 dB，輸出功率為16.4 dBm。在相位控制中，在衰減控制中顯示了2.5°的RMS相位誤差和0.2 dB的RMS衰減誤差。
MMIC收發多功能芯片設計
用于衛星終端的Ku波段多功能芯片包括：接收10.7-12.75 GHz頻帶中的多功能芯片，以及發射13.75-14.5 GHz頻帶中的多功能芯片。設計的接收芯片和發射芯片的內部結構圖如下圖所示。
接收芯片具有4通道RF路徑，并包含4：1合路器，可將這四個輸出組合為一個輸出。在每個通道中，第一級均放置一個低噪聲放大器以改善噪聲系數并放大信號，并放置一個用于相位控制的6位移相器和一個用于增益電平控制的5位衰減器。在移相器和衰減器之間設置有用于信號放大的放大器。數字串行到并行轉換器（SPC）負責將控制信號提供給移相器和衰減器。由-2.3 V偏置電壓驅動的SPC接收時鐘，數據和負載信號（它們是TTL控制信號），并控制移相器和衰減器，并以+5V偏置電壓生成這三個信號的TTL輸出。RF偏置是+2V單電源。在該設計中，偏置被確定為+1.8V，并且在考慮信號增益，噪聲系數和功耗的情況下組織了測量數據。
發射芯片具有與接收芯片相似的結構，包括一個4通道RF路徑和一個4：1的分路器，并且像接收芯片一樣具有移相器，衰減器和SPC。與接收芯片不同，具有出色輸出功率特性的功率放大器放置在發射芯片的末端。RF偏置是+4V單電源。在此設計中，考慮到信號增益，輸出功率和功耗，偏置被確定為+3.5V。
數字串并轉換器設計
下顯示了一個44位SPC的配置圖。它用于控制串行輸入的44位數據中4個通道中每個通道上的6位移相器和5位衰減器。
進入輸入端的串行數據（DI）通過時鐘（CI）信號從第一個D觸發器（DFF）移至下一個相鄰的DFF。當將根據CI信號一一移位的所有44個串行數據放置在每個DFF中時，這44個數據由負載（LI）以及移相器和衰減器。TTL型時鐘輸出（CO），數據輸出（DO）和負載輸出（LO）作為SPC輸出。當將它們作為相鄰多功能芯片的輸入連接時，可以通過一個串行控制信號來級聯控制多個多功能芯片。偏置電壓為-2.3V以驅動SPC，而+5V用于TTL輸出。
放大器設計
多功能接收芯片（LNA）需要出色的噪聲系數和高增益特性，才能改善接收天線的G/T特性。為此，在接收多功能芯片的第一階段放置了一個低噪聲放大器。下圖顯示了低噪聲放大器的電路圖。所設計的低噪聲放大器是使用3級放大結構4f75 HEMT（4-手指，75微米柵寬HEMT），一個E（增強型）模式設備具有優良的噪聲特性。通過使用串行反饋的噪聲匹配來設計第一級的輸入匹配。
串聯反饋通過在源極端子和地之間添加一個電感器來實現。電感器實現為微帶線，并調整該值以找到放大器的最佳穩定性和噪聲特性。應用于每級的級間匹配不是增益匹配，即匹配50歐姆阻抗，而是直接匹配第一HEMT的輸出阻抗與第二HEMT的輸入阻抗。用于末級匹配的并聯反饋是漏極和柵極端子之間具有電感，電容器和電阻器的連接，并且調整值以找到最佳的回波損耗和增益平坦度特性。
發射多功能芯片（PA）需要高輸出功率特性，以改善發射天線的EIRP特性。為此，將功率放大器放置在多功能發射芯片的輸出端子上。下圖顯示了功率放大器的電路圖。設計的功率放大器具有兩級放大結構，其中E模式4f150 HEMT放置在輸出級以實現高輸出功率。使用并聯反饋將輸出匹配設計為增益匹配。
多功能芯片中包含的放大器由單個偏置驅動，該偏置由E模式HEMT和有源偏置電路實現。有源偏置電路由一個FET（Q2），兩個二極管（D1，D2）和兩個電阻器（R2，R3）組成，電路圖和器件值如下圖所示。除了單個電源的優點外，這些有源偏置電路還使放大器對溫度變化和過程誤差不太敏感。
6位移相器設計
使用無源開關FET模型設計了單個移相器，例如5.6°，11.2°，22.5°，45°，90°和180°。六個移相器是使用下圖所示的三個基本結構設計的。
5.6°，11.2°和22.5°移相器產生相對較小的相移值，并使用開關濾波器結構。這種結構以其芯片面積小和插入損耗小的優點而聞名。
45°移相器使用Bridgeed-T結構，該結構可以通過在FET處于截止狀態時使用等效電容器和電感器之間的并聯諧振來有效地確定相移值。
使用高通/損耗通過結構設計了90°和180°之類的大值移相器。包括兩個SPDT開關和濾波器結構，因此可以增加芯片面積并增加插入損耗，但是由于具有降低頻率變化的相位誤差的優點，因此具有出色的頻率特性。
5位衰減器設計
使用無源開關FET模型設計了各個衰減器，例如0.5 dB，1 dB，2 dB，4 dB和8 dB。使用下圖所示的兩個基本結構設計五個衰減器。
使用僅由一個FET和一個電阻組成的開關結構設計了衰減值相對較小的衰減器，例如0.5 dB和1 dB。
2 dB，4 dB和8 dB衰減器是使用switch-T結構設計的，該結構是在開關結構中并聯連接電阻和FET的結構。由于開關結構和開關T衰減器由少量元件組成，所以芯片面積小并且插入損耗小。
4：1合路器設計
4：1耦合器是通過連接2：1 Wilkinson耦合器的兩個級而設計的。下圖所示4∶1耦合器的框圖和2∶1耦合器的電路。2：1耦合器采用集成元件設計，以減少芯片占用面積。組合器旨在將頻帶內的插入損耗和回波損耗降至最低。
MMIC多功能芯片制造
所設計的MMIC接收多功能芯片和發射多功能芯片分別在尺寸為制造5.2×5.2mm^2使用0.25微米的GaAs的p HEMT過程商業方法。下面兩圖是組裝在48針7×7 mm 2 QFN封裝中的接收和發射芯片的顯微照片。
4通道RF輸入/輸出，RF in（1）至RF in（4）和RF out（1）至RF out（4），位于接收芯片的左側和發射芯片的右側芯片。4通道組合的RF輸出/輸入位于相對側。SPC偏置和控制輸入/輸出與RF輸出/輸入位于同一側。所有焊盤在左側/右側僅沿一個方向排列，因此整個垂直方向都可以用作接地平面。這可以使散熱的路徑變寬，從而可以促進平板天線的散熱設計。當平面天線設計為線性極化時，垂直方向上布置的50歐姆短路（Term（1）至Term（4））可用于將未使用的極化端口短路50 ohm。50歐姆短路僅是通過一個50歐姆的電阻器實現的，該電阻器的水平和垂直尺寸為20 um，并具有一個反向通孔。放大器偏置在芯片中包括有源偏置電路，因此可以使用單個電源，并且可以通過側面上的單個焊盤（RF偏置）來提供偏置。SPC輸入包括三個TTL輸入（數據，時鐘，負載）和-2.3 V偏置。SPC輸出包括三個TTL輸出（數據，時鐘，負載）和一個+ 5V偏置。如果TTL輸出連接到相鄰芯片的SPC輸入。
下圖是用于測試接收多功能芯片的測試夾具和48引腳QFN封裝的照片。發射多功能芯片的測試夾具具有相同的形狀，僅輸入和輸出變更。測試夾具的RF輸入/輸出使用連接器完成，而8針連接器用于控制信號和DC偏置電源。出于相同的目的，放大器偏置線使用了諸如100 pF，10 nF和1 uF的電容器來旁路不需要的AC信號，而SPC偏置線則使用了10nF電容器。當對SPC偏置施加-2.3 V時，測得的電流為66 mA，對于TTL輸出，在+5 V電壓下測得的電流為2 mA或更小。RF放大器偏置的增益，噪聲系數，輸出功率和電流消耗特性會隨所施加的電壓而變化。對于接收芯片，可以通過考慮所需的增益水平和噪聲系數來確定最佳偏置。該接收芯片的最佳偏置為+1.8 V，測得的電流為330 mA。此時，包括SPC功率在內的接收芯片功耗被計算為0.74W。對于傳輸芯片，可以考慮所需的輸出功率和增益水平來確定最佳偏置。該傳輸芯片的最佳偏置為+3.5 V，測量的電流為322 mA。
測試圖如下所示
結論
利用GaAs工藝開發了一種可用于Ku波段衛星移動通信的有源相控陣天線的收發MMIC 4通道多功能芯片。為了降低平板天線的組裝成本，設計了一種芯片以應用于商用QFN封裝。在一個48針7×7 mm^2QFN封裝中集成了一個包含6位移相器和5位衰減器的4通道多功能芯片，并驗證了輸出的傳輸多功能芯片。通過調整偏置，可以測量高達19 dBm的發射芯片的最大發射功率。預計開發的MMIC接收和發射多功能芯片將適用于以扁平有源相控陣天線的衛星通信終端。
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