【導(dǎo)讀】AD9361 和 AD9371 RadioVerse™ 寬帶收發(fā)器系列均提供無與倫比的集成度、眾多的功能和大量用戶可選選項(xiàng)。這兩個(gè)系列在幾個(gè)主要方面表現(xiàn)出明顯不同的性能水平，而且兩者的功耗也有很大差異。鏡像抑制是區(qū)分這兩個(gè)系列的性能之一。本文探討了鏡像的來源、含義及其對(duì)整體系統(tǒng)性能的影響方式。掌握了這些信息，客戶便可做出明智決策并選擇適合應(yīng)用的收發(fā)器。
鏡像抑制基礎(chǔ)知識(shí)
AD9361和AD9371系列均使用零中頻（亦稱為zero-IF或ZIF）架構(gòu)實(shí)現(xiàn)極高的集成度并顯著減少系統(tǒng)中頻率相關(guān)組件的數(shù)量。如圖1中的AD9371功能框圖所示，主接收信號(hào)路徑和主發(fā)送信號(hào)路徑使用一個(gè)復(fù)數(shù)混頻器級(jí)，在以本振 (LO) 頻率為中心的射頻 (RF) 和以直流為中心的基帶之間進(jìn)行轉(zhuǎn)換。為了更好地了解ZIF收發(fā)器中使用的復(fù)數(shù)混頻器，請(qǐng)參閱本文末尾引用的復(fù)數(shù)RF混頻器相關(guān)文章。1
圖1. RadioVerse AD9371收發(fā)器功能框圖。
盡管憑借這樣的高集成度提供了許多優(yōu)勢(shì)，但ZIF無線電器件也帶來了挑戰(zhàn)。復(fù)數(shù)混頻器具有同相 (I) 信號(hào)和正交相 (Q) 信號(hào)。一旦這些信號(hào)的相位或幅度出現(xiàn)任何不匹配，組合上變頻的I信號(hào)和Q信號(hào)時(shí)會(huì)導(dǎo)致求和和消除性能下降。上面引用的文章中描述了這一點(diǎn)。當(dāng)發(fā)送所需信號(hào)時(shí)，不完美的消除會(huì)導(dǎo)致在該信號(hào)本振 (LO) 頻率的相反側(cè)出現(xiàn)該信號(hào)的反相副本。這一信號(hào)副本被稱為鏡像，與其對(duì)應(yīng)的所需信號(hào)相比，幅度更小。同樣，當(dāng)接收所需信號(hào)時(shí)，所需信號(hào)的反相副本會(huì)出現(xiàn)在該信號(hào)直流的相反側(cè)。在其他架構(gòu)（例如超外差架構(gòu)）中，可以在中間級(jí)進(jìn)行鏡像濾波。ZIF架構(gòu)的主要優(yōu)勢(shì)是去除了這些濾波器和中間混頻器級(jí)，但這需要極佳的I和Q平衡才能將鏡像幅度降低到可接受水平。
圖2中經(jīng)過簡(jiǎn)化的接收信號(hào)路徑示意圖顯示了這些不匹配與 A、 fC和 φ指定的不匹配發(fā)生的位置。只有一條路徑顯示失配的相位，因?yàn)樗切纬社R像的信號(hào)路徑之間的不平衡，而不是信號(hào)路徑的絕對(duì)增益和相位。因此，在一條路徑中顯示所有不平衡因素，這在數(shù)學(xué)上是正確的。圖2所示的復(fù)數(shù)混頻器也稱為正交混頻器，因?yàn)樘峁┙o混頻器的兩個(gè)LO信號(hào)彼此正交。
圖2. 經(jīng)過簡(jiǎn)化顯示信號(hào)損傷的正交接收器信號(hào)路徑。
圖3例示了使用單音或連續(xù)波 (CW) 的有用信號(hào)以及因此形成的無用CW鏡像。有用信號(hào)被下變頻到頻率ωC。如果正交平衡不完美，鏡像將在頻率為-ωC時(shí)出現(xiàn)。鏡像抑制比 (IRR) 是有用信號(hào)與無用鏡像信號(hào)之差，用分貝 (dB) 表示。降低正交失配的方式被稱為正交誤差校正 (QEC)。
圖3. 單音有用信號(hào)和干擾鏡像。
鏡像幅度與增益和相位不匹配有關(guān)，關(guān)系式如下所示：
其中：
Δ = 幅度不平衡（用分貝 (dB) 表示，理想值為1）
θ = 相位誤差（用度 (°) 表示，理想值為0）
等式1可得出二維矩陣，因?yàn)閮蓚€(gè)輸入變量分別會(huì)導(dǎo)致鏡像抑制性能下降。圖4顯示了該矩陣的一部分，其中穿過整個(gè)頁面的軸是幅度不平衡，進(jìn)入到頁內(nèi)的軸是相位不平衡，垂直的軸是鏡像抑制（單位：dB）。例如，如果幅度誤差為0.00195且系統(tǒng)需要實(shí)現(xiàn)76 dB的鏡像抑制，則相位誤差必須優(yōu)于0.01286°。即使在單個(gè)集成電路器件中，也很難通過控制影響I和Q匹配的所有因素來達(dá)到優(yōu)于50 dB的鏡像抑制。使用AD9371通常可實(shí)現(xiàn)76 dB的鏡像抑制，這需要運(yùn)用數(shù)字算法來控制模擬路徑變量并在數(shù)字域中應(yīng)用校正。
圖4. 鏡像抑制（單位：dB）與幅度不平衡（單位：dB）和相位不平衡（單位：°）之間的關(guān)系。
鏡像對(duì)有用信號(hào)的影響
圖5是一張簡(jiǎn)化圖，顯示了下變頻之后波形以直流為中心的單載波情形。該波形的示例將是20MHz LTE下行鏈路OFDM信號(hào)的單一實(shí)例。如圖5所示，負(fù)側(cè)的一部分有用信號(hào)將在正側(cè)具有鏡像，反之亦然。在以直流為中心的單載波情形中，鏡像在有用信號(hào)內(nèi)（或其之上）并破壞了有用信號(hào)。
圖5. 具有干擾鏡像的單調(diào)制載波。
當(dāng)接收信號(hào)并隨后解調(diào)該信號(hào)時(shí)，將存在若干信號(hào)損傷。增加接收信號(hào)路徑本底噪聲的熱噪聲就是一個(gè)例子。如果鏡像在有用信號(hào)內(nèi)，也會(huì)增加噪聲。如果所有噪聲源的總和過高，則無法對(duì)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。單載波圖和多載波圖中所示的熱噪底就是一個(gè)例子，它作為一個(gè)促成因素在這些討論中被忽略了。
當(dāng)使用AD9361的內(nèi)部LO（適用于具有推薦性能的參考時(shí)鐘源）時(shí)，AD9361將在無噪底限制時(shí)實(shí)現(xiàn)約-40 dB的EVM。通過RF PLL的相位噪聲將EVM限制在-40 dB。AD9361約50 dBc的鏡像抑制性能意味著在圖5所示的單載波情形中，僅靠鏡像只能將EVM降低約0.5dB。這樣低的EVM降低意味著收發(fā)器通常不是64-QAM（甚至更高）調(diào)制方案的限制因素。在這種單載波情形中，鏡像總是比有用信號(hào)小50 dB左右，如圖5所示。
圖6顯示了多載波的例子。圖中的有用信號(hào)在下變頻之后發(fā)生了直流失調(diào)。
圖6. 信號(hào)1破壞了信號(hào)2導(dǎo)致多載波調(diào)制信號(hào)具有干擾鏡像。
每個(gè)有用信號(hào)的鏡像通過直流反射并顯示在頻譜的相反側(cè)。在該示例中，兩個(gè)有用信號(hào)已經(jīng)被下變頻到相同的直流失調(diào)，有用信號(hào)1在正側(cè)，有用信號(hào)2在負(fù)側(cè)。需要注意的是，有用信號(hào)2的幅度比有用信號(hào)1的幅度低60 dB。兩個(gè)載波具有不同幅度在多載波情形下屢見不鮮，如果來自兩個(gè)移動(dòng)電臺(tái)的信號(hào)行進(jìn)到同一基站時(shí)遇到不同量的路徑損耗，便會(huì)發(fā)生上述情況。如果這兩個(gè)移動(dòng)電臺(tái)與基站的距離不同，或其中一個(gè)移動(dòng)電臺(tái)通過除另一個(gè)移動(dòng)電臺(tái)外的對(duì)象或在其周圍發(fā)送信號(hào)時(shí)，可能發(fā)生這種情況。
有用信號(hào)2的幅度比有用信號(hào)1鏡像的幅度低10dB。這表示有用信號(hào)2的信噪比為-10dB。即使使用的是最簡(jiǎn)單的調(diào)制技術(shù)，也很難實(shí)現(xiàn)解調(diào)。顯然，需要更好的鏡像抑制性能來應(yīng)對(duì)這些情況。
圖7顯示相同的情況，但采用AD9371典型的接收鏡像抑制性能。
圖7. 信號(hào)1幅度低于信號(hào)2幅度導(dǎo)致多載波調(diào)制信號(hào)具有干擾鏡像。
有用信號(hào)1鏡像的幅度現(xiàn)在比有用信號(hào)2的幅度低15 dB。因此信噪比為15dB，足以使用各種調(diào)制方案來解調(diào)有用信號(hào)2。
可減少AD9361和AD9371中正交不平衡的技術(shù)
AD9361和AD9371都優(yōu)化了模擬信號(hào)和LO路徑，從本質(zhì)上減少了正交不平衡。但如上所述，硅片能夠帶來的好處是有限的。數(shù)字校正可以將鏡像抑制性能提高若干個(gè)數(shù)量級(jí)。
AD9361接收器正交校準(zhǔn)使用一種算法來分析接收到的整個(gè)數(shù)據(jù)頻譜，從而在整個(gè)帶寬上創(chuàng)建平均校正。對(duì)于單載波用例和相對(duì)較窄的帶寬（如20 MHz），該校正在目標(biāo)帶寬上會(huì)產(chǎn)生良好的鏡像抑制。這被稱為非頻率相關(guān)算法。該算法對(duì)接收到的數(shù)據(jù)執(zhí)行操作并實(shí)時(shí)更新。
AD9371在通過注入測(cè)試音進(jìn)行初始化期間以及使用實(shí)際接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行操作期間運(yùn)行接收鏡像抑制校準(zhǔn)。這些更先進(jìn)的校準(zhǔn)可根據(jù)頻率相關(guān)不平衡以及非頻率相關(guān)不平衡進(jìn)行調(diào)整。該算法會(huì)實(shí)時(shí)更新。AD9371采用更先進(jìn)的算法和電路實(shí)施校正，在占用的信號(hào)帶寬上的性能優(yōu)于AD9361，兩者之差約為25 dB。
本文介紹了使用接收信號(hào)路徑的正交不平衡的起源和影響，但ZIF收發(fā)器也必須克服發(fā)射信號(hào)路徑中的相同問題。當(dāng)信號(hào)路徑或LO路徑不平衡時(shí)，發(fā)射器的輸出包括有用信號(hào)及其鏡像。
對(duì)于發(fā)送信號(hào)路徑，AD9361使用初始化校準(zhǔn)來減少優(yōu)化硬件設(shè)計(jì)提供的正交不平衡。初始化校準(zhǔn)使用處于單一頻率且采用單一衰減設(shè)置的CW信號(hào)音。該算法通常導(dǎo)致功耗比有用信號(hào)低50dB左右的鏡像。另一種寫入方式是-50 dBc（低于載波的分貝值）。在過溫、寬帶寬或不同衰減設(shè)置條件下運(yùn)行可能會(huì)影響鏡像水平。
AD9371使用分布在有用信號(hào)帶寬上的多個(gè)內(nèi)部生成的信號(hào)音進(jìn)行初始發(fā)送路徑校準(zhǔn)，并確定跨多個(gè)發(fā)送衰減設(shè)置的校正系數(shù)。運(yùn)行期間，發(fā)送信號(hào)路徑跟蹤校準(zhǔn)使用實(shí)際發(fā)送的數(shù)據(jù)并定期更新校正系數(shù)。AD9371的鏡像抑制性能優(yōu)于AD9361（兩者之差約為15 dB），并且在過溫和衰減條件下以及占用的信號(hào)帶寬上可體現(xiàn)這一優(yōu)勢(shì)。
具體的簡(jiǎn)化示例
到目前為止，根據(jù)本文所涵蓋的全部?jī)?nèi)容，讓我們進(jìn)行思考實(shí)驗(yàn)，假設(shè)我們正在構(gòu)建一個(gè)系統(tǒng)，其中包含一個(gè)中心基站和多個(gè)客戶端設(shè)備。為了簡(jiǎn)化示例，這一假設(shè)的系統(tǒng)在運(yùn)行時(shí)會(huì)遠(yuǎn)離建筑物等可導(dǎo)致多路徑的物體?；緦⑴c覆蓋區(qū)域半徑可擴(kuò)展到100米的客戶端設(shè)備進(jìn)行通信，如圖8所示。
圖8. 形象顯示基站和客戶端基站的蜂窩覆蓋區(qū)域。
該系統(tǒng)將在18 MHz的總帶寬上使用多個(gè)同時(shí)發(fā)送的6 MHz寬載波。因此在這個(gè)系統(tǒng)中，一個(gè)客戶端設(shè)備可能非常接近基站，比如0.3米，而最遠(yuǎn)的客戶端設(shè)備與基站之間的距離當(dāng)然就是100米。兩者之間的自由空間路徑損耗差約為50dB。另外假定基站基帶處理器可以測(cè)量接收功率，然后通知客戶端將發(fā)射功率增加或減少高達(dá)10 dB。附近的客戶端將減少10dB的發(fā)射功率，而最遠(yuǎn)端的客戶端將以全功率發(fā)射?；镜慕邮展β室虼私档?0 dB，形成40 dB的總體電位差，如圖9所示。顯示的兩個(gè)載波表示上述最差情況。為了清楚起見，省略了可以駐留在兩個(gè)有用信號(hào)之間的可選載波。
圖9. 多載波調(diào)制信號(hào)示例。
在這個(gè)系統(tǒng)中，假定基站和客戶端使用相同的收發(fā)器。如果使用AD9361，發(fā)送鏡像的幅度可能比有用信號(hào)的幅度低50 dB左右。接收器也將增加類似的鏡像功率。兩個(gè)正交不平衡組合起來形成比有用信號(hào)低47 dB左右的鏡像。
如果AD9371用于鏈路的兩端，則發(fā)送鏡像的幅度通常會(huì)下降65 dB，并且接收器會(huì)使鏡像比有用信號(hào)低75 dB。將這兩者相加，可以得到比有用信號(hào)低64.5 dB左右的總鏡像。圖10顯示了兩種結(jié)果。
圖10. 鏡像幅度不同的AD9361和AD9371多載波調(diào)制信號(hào)示例。
在這個(gè)簡(jiǎn)化的示例中，我們只考慮鏡像的影響，而忽略對(duì)SNR的影響，如熱噪聲、相位噪聲和非線性度。其中，AD9361可實(shí)現(xiàn)約7dB的SNR，而AD9371則可實(shí)現(xiàn)約24.5dB的SNR。如果在該系統(tǒng)中使用64-QAM等復(fù)雜調(diào)制方案，AD9371可能由于總體系統(tǒng)SNR要求而成為最佳選擇。如果使用QPSK等更簡(jiǎn)單的調(diào)制方案，那么選擇AD9361即可，滿足要求綽綽有余。在基帶處理器中使用的技術(shù)將確定解調(diào)信號(hào)所需的實(shí)際系統(tǒng)SNR。當(dāng)然，從這個(gè)思考實(shí)驗(yàn)轉(zhuǎn)向一個(gè)真正的系統(tǒng)，必須考慮熱噪聲等以前忽略的影響。
結(jié)論
之前給出的兩個(gè)收發(fā)器正交校正算法的圖示和描述集中在接收信號(hào)路徑上。由于相同的原因，干擾鏡像的影響也適用于發(fā)送路徑。位于較小載波之上的發(fā)送鏡像對(duì)于接收信號(hào)的基站來說同樣麻煩。
描述收發(fā)器用以降低鏡像水平的技術(shù)的部分顯示了兩個(gè)不同器件系列實(shí)現(xiàn)的量化差異。隨后我們根據(jù)上述具體示例進(jìn)行系統(tǒng)設(shè)計(jì)，并將設(shè)計(jì)決策范圍縮小到一些簡(jiǎn)短的與解調(diào)接收信號(hào)所需的SNR相關(guān)問題。雖然AD9371系列的鏡像性能總是優(yōu)于AD9361系列，但是AD9371系列的功耗更高并且使用高速串行接口，這就要求系統(tǒng)工程師能夠查看設(shè)計(jì)的各個(gè)方面，并為其應(yīng)用找到最佳解決方案。
本文轉(zhuǎn)載自亞德諾半導(dǎo)體。
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