【導(dǎo)讀】射頻(RF)和微波放大器在特定偏置條件下可提供最佳性能。偏置點(diǎn)所確定的靜態(tài)電流會(huì)影響線性度和效率等關(guān)健性能指標(biāo)。雖然某些放大器是自偏置，但許多器件需要外部偏置并使用多個(gè)電源，這些電源的時(shí)序需要加以適當(dāng)控制以使器件安全工作。本文概述了偏置時(shí)序控制要求和使用不同偏置條件的影響，并且介紹了一種利用有源偏置控制器/微波放大器的最佳解決方案。
本應(yīng)用筆記概述了偏置時(shí)序控制要求和使用不同偏置條件的影響。本應(yīng)用筆記還介紹了一種利用有源偏置控制器（如HMC980、HMC980LP4E、HMC981、HMC981LP3E、HMC920LP5E等）偏置射頻/微波放大器的 最佳解決方案。
偏置放大器
電源時(shí)序控制
使用外部偏置放大器時(shí)，電源時(shí)序控制非常重要，原因如下：
● 不遵守正確的電源時(shí)序會(huì)影響器件的穩(wěn)定性。超過(guò)擊穿電壓可能會(huì)導(dǎo)致器件立即失效。當(dāng)超過(guò)邊界條件的狀況多次發(fā)生且系統(tǒng)承受壓力時(shí)，長(zhǎng)期可靠性會(huì)降低。此外，連續(xù)違反時(shí)序控制模式會(huì)損壞片內(nèi)保護(hù)電路并產(chǎn)生長(zhǎng)期損害，導(dǎo)致現(xiàn)場(chǎng)操作故障。
● 不僅在上電和掉電期間，而且在常規(guī)工作期間優(yōu)化偏置電平，可以改善射頻放大器的性能，具體情況取決于配置和應(yīng)用要求。對(duì)于某些應(yīng)用，可以改變放大器的射頻性能以適應(yīng)不同的現(xiàn)場(chǎng)情況。例如，在雨天可以提高輸出功率以擴(kuò)寬覆蓋范圍，在晴天可以降低輸出功率。放大器的外部柵壓控制可以實(shí)現(xiàn)這些功能。
ADI公司擁有各種各樣的射頻放大器。許多射頻放大器是基于耗盡型高電子遷移率(pHEMT)技術(shù)。該工藝中使用的晶體管通常需要電源來(lái)為漏極引腳和柵極引腳供電。此靜態(tài)漏極電流與柵極電壓相關(guān)。典型場(chǎng)效應(yīng)晶體管(FET)工藝的典型IV特性參見(jiàn)圖1。
圖1.典型FET工藝的典型IV特性
隨著柵源電壓(VGS)提高，更多電子進(jìn)入溝道，產(chǎn)生更高的漏源電流(IDS)。
另外，隨著漏源電壓(VDS)提高，拉動(dòng)電子的電場(chǎng)力會(huì)變得更大，因而漏源電流也會(huì)增大（在線性區(qū)間中）。
在實(shí)際放大器中，由于溝道長(zhǎng)度調(diào)制等效應(yīng)，可將這些放大器大致歸為兩類：自偏置放大器和外部偏置放大器。
自偏置放大器
自偏置放大器有一個(gè)內(nèi)部電路用來(lái)設(shè)置適合工作的最佳偏置點(diǎn)。這些放大器通常最適合寬帶低功耗應(yīng)用。自偏置放大器的典型引腳排列參見(jiàn)圖2。
圖2.帶多個(gè)偏置引腳的多級(jí)自偏置放大器的典型引腳排列
自偏置放大器雖然容易使用，但可能無(wú)法提供最佳性能，因?yàn)閮?nèi)部阻性偏置電路無(wú)法充分補(bǔ)償批次、器件和溫度差異。
外部偏置放大器
在特定偏置條件下，外部偏置放大器提供的性能往往高于自偏置放大器。放大器的靜態(tài)漏極電流會(huì)影響功率壓縮點(diǎn)、增益、噪聲系數(shù)、交調(diào)產(chǎn)物和效率等參數(shù)。對(duì)于這些高性能外部偏置放大器，正確的電源時(shí)序控制對(duì)于確保器件以最佳性能安全工作至關(guān)重要。
圖3顯示了外部偏置放大器引腳和對(duì)應(yīng)晶體管引腳的典型連接。圖3中的引腳映射是放大器的簡(jiǎn)化示意圖。
圖3.外部偏置放大器的典型連接
此外，許多外部偏置放大器通過(guò)多級(jí)來(lái)滿足增益、帶寬和功率等要求。圖4所示為多級(jí)外部偏置放大器HMC1131的典型框圖。
圖4.HMC1131多級(jí)外部偏置放大器
HMC1131偏置和時(shí)序控制要求
HMC1131是一款砷化鎵(GaAs)、pHEMT單片微波集成電路(MMIC)中功率放大器。工作頻率范圍為24 GHz至35 GHz。該4級(jí)設(shè)計(jì)提供的典型性能為22 dB增益、23 dBm輸出功率（1 dB壓縮，即P1dB）和27 dBm飽和輸出功率(PSAT)，對(duì)應(yīng)的偏置條件為VDD = 5 V且IDQ = 225 mA，其中VDD為漏極偏置電壓，IDQ為靜態(tài)漏極電流。HMC1131數(shù)據(jù)手冊(cè)中針對(duì)24 GHz至27 GHz頻率范圍的電氣規(guī)格表給出了此信息。圖4顯示了HMC1131的引腳連接。
為了實(shí)現(xiàn)225 mA的目標(biāo)靜態(tài)漏極電流(IDQ)，應(yīng)將柵極偏置引腳電壓（VGG1和VGG2）設(shè)置在0 V到−2 V之間。要設(shè)置該負(fù)電壓而不損壞放大器，上電和掉電期間應(yīng)遵守建議的偏置序列。
下面是HMC1131上電期間的建議偏置序列：
- 連接到地。
- 將VGG1和VGG2設(shè)置為−2 V。
- 將漏極電壓偏置引腳VDD1至VDD4設(shè)置為5 V。
- 提高VGG1和VGG2以實(shí)現(xiàn)225 mA的IDQ。
- 施加射頻信號(hào)。
下面是HMC1131掉電期間的建議偏置序列：
- 關(guān)閉射頻信號(hào)。
- 降低VGG1和VGG2至−2 V以實(shí)現(xiàn)大約0 mA的IDQ。
- 將VDD1至VDD4降低到0 V。
- 將VGG1和VGG2提高到0 V。
- 當(dāng)柵極電壓(VGGx)為−2 V時(shí)，晶體管會(huì)被夾斷。因此，IDQ典型值接近0。
一般而言，大多數(shù)外部偏置放大器的建議偏置序列是相似的。不同器件會(huì)有不同的IDQ、VDDx和VGGx值。為了關(guān)閉器件，GaAs器件的VGG一般設(shè)置為−2 V或−3 V，而對(duì)于氮化鎵(GaN)放大器，該電壓可能是−5 V至−8 V。類似地，GaN器件的VDDx可能達(dá)到28 V，甚至50 V，而GaAs放大器通常小于13 V。
多級(jí)放大器的VGG引腳一般連在一起并一同偏置。遵循相同的程序，用戶便可獲得數(shù)據(jù)手冊(cè)上提供的典型性能結(jié)果。在不同偏置條件下使用放大器可能會(huì)提供不同的性能。例如，將不同的VGGx電平用于HMC1131柵極偏置引腳以獲得不同的IDQ值，會(huì)改變放大器的射頻和直流性能。
圖5顯示了HMC1131在不同電源電流下P1dB與頻率的關(guān)系，圖6顯示了不同電源電流下輸出三階交調(diào)截點(diǎn)(IP3)性能與頻率的關(guān)系。
圖5.不同電源電流下P1dB與頻率的關(guān)系
圖6.不同電源電流下輸出IP3與頻率的關(guān)系，POUT/信號(hào)音 = 10 dBm
利用多個(gè)VGGx引腳偏置放大器的另一種方案是獨(dú)立控制柵極偏置引腳。該工作模式通過(guò)優(yōu)化特定參數(shù)（如P1dB、IP3、NF、增益和功耗等）來(lái)幫助用戶定制器件。
這種靈活性對(duì)某些應(yīng)用很有利。如果放大器數(shù)據(jù)手冊(cè)上提供的性能數(shù)據(jù)能夠輕松滿足應(yīng)用的某些要求，但與其他要求略有差距，那么在不超過(guò)數(shù)據(jù)手冊(cè)給定的絕對(duì)最大額定值的情況下，測(cè)試不同偏置條件下的性能可能會(huì)有益。
偏置外部偏置放大器的另一種方案是設(shè)置VGGx以獲得所需的225 mA IDQ，并在正常工作期間使用恒定柵極電壓。這種情況下，放大器的IDD會(huì)在射頻驅(qū)動(dòng)下提高。此行為參見(jiàn)HMC1131數(shù)據(jù)手冊(cè)中的30.5 GHz功率壓縮圖（如橙線所示）。柵極電壓恒定的放大器和IDD恒定的放大器可能提高不同的性能。
共源共柵放大器
ADI公司寬帶分布式放大器常常使用共源共柵架構(gòu)來(lái)擴(kuò)展頻率范圍。共源共柵分布式放大器使用一個(gè)基頻單元，后者由兩個(gè)FET串聯(lián)而成，源極到漏極。然后多次復(fù)制該基頻單元。這種復(fù)制會(huì)提高工作帶寬。圖7所示為基頻單元的原理示意圖。
圖7.基頻共源共柵單元原理示意圖
除了一些例外之外，共源共柵寬帶放大器一般是外部偏置。
HMC637A是一款采用共源共柵拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的寬帶放大器。HMC637A是一款GaAs、MMIC、金屬半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(MESFET)分布式功率放大器，工作頻率范圍為DC至6 GHz。圖8顯示了HMC637A的引腳連接。
圖8.HMC637A引腳連接
該放大器提供14 dB增益、43 dBm輸出IP3和30.5 dBm輸出功率（1 dB增益壓縮），偏置條件為VDD = 12 V、VGG2 = 6 V和IDQ = 400 mA。HMC637A數(shù)據(jù)手冊(cè)中的電氣規(guī)格表給出了此信息。
為了實(shí)現(xiàn)建議的400 mA靜態(tài)漏極電流，VGG1必須位于0到−2 V之間。要設(shè)置所需的負(fù)電壓，上電和掉電期間應(yīng)遵守建議的偏置序列。
下面是HMC637A上電期間的建議偏置序列：
- 連接到地。
- 將VGG1設(shè)置為−2 V。
- 將VDD設(shè)置為12 V。
- 將VGG2設(shè)置為6 V（VGG2可通過(guò)電阻分壓器從VDD獲得）。
- 提高VGG1以實(shí)現(xiàn)400 mA的典型靜態(tài)電流(IDQ)。
- 施加射頻信號(hào)。
下面是HMC637A掉電期間的建議偏置序列：
- 關(guān)閉RF信號(hào)。
- 降低VGG1至−2 V以實(shí)現(xiàn)IDQ = 0 mA。
- 將VGG2降至0 V。
- 將VDD降至0 V。
- 將VGG1提高至0 V。
利用有源偏置控制器偏置外部偏置放大器
偏置外部偏置放大器主要有兩種方法：
● 恒定柵極電壓方法。這種方法首先通過(guò)改變柵極電壓值來(lái)實(shí)現(xiàn)所需的IDQ值。然后，此柵極電壓值在工作期間保持不變，這通常導(dǎo)致射頻驅(qū)動(dòng)下的漏極電流(IDD)會(huì)發(fā)生變化。
● 恒定IDD方法。這種方法首先改變柵極電壓值以實(shí)現(xiàn)所需的IDQ值，然后監(jiān)視放大器的IDD值，并且不斷調(diào)整柵極電壓值，從而在不同射頻驅(qū)動(dòng)水平下具有相同的IDD值。有源偏置控制器使被測(cè)器件(DUT)的IDD保持恒定。
還有一種方法，它屬于恒定IDD方法，步驟如下：先按照恒定IDD方法操作，然后根據(jù)現(xiàn)場(chǎng)具體情況的需要，在多個(gè)恒定IDD電平之間切換。例如，在雨天，用戶可以偏置發(fā)射機(jī)的功率放大器級(jí)以獲得高電流水平，從而補(bǔ)償額外的雨致衰減。而在晴天，用戶可以偏置該功率放大器以獲得低電流水平，從而降低功耗。
ADI公司的射頻放大器一般采用恒定柵極電壓方法和臺(tái)式電源單元來(lái)標(biāo)定。因此，利用恒定IDD方法偏置這些放大器可能導(dǎo)致其射頻性能不同于放大器數(shù)據(jù)手冊(cè)給出的性能。
設(shè)計(jì)放大器偏置電路以使漏極電流保持恒定并提供必要的時(shí)序控制會(huì)很麻煩。這種控制電路會(huì)很復(fù)雜，不僅需要多個(gè)外部器件，如低壓差穩(wěn)壓器(LDO)、電荷泵、電壓時(shí)序控制和保護(hù)電路等，而且需要校準(zhǔn)周期。此類實(shí)施方案通常要占用比放大器本身大得多的印刷電路板(PCB)面積。
HMC920LP5E將所有必需的工作模塊集成在一個(gè)緊湊型5 mm × 5 mm塑料表貼(SMT)封裝中。與分立式偏置方案相比，該緊湊型方案消除了多個(gè)IC和外部器件，因而占用的PCB面積更小。
與HMC920LP5E相似，有源偏置控制器需要的PCB面積也小于分立式晶體管解決方案。采用HMC980LP4E時(shí)，偏置時(shí)序控制、恒定柵極電壓調(diào)整、短路保護(hù)和負(fù)電壓產(chǎn)生特性全都在10 mm × 15 mm的PCB面積內(nèi)實(shí)現(xiàn)。
HMC981LP3E、HMC980LP4E和HMC920LP5E分別是3 mm × 3 mm、4 mm × 4 mm和5 mm × 5 mm塑料封裝有源偏置控制器。圖9顯示了典型應(yīng)用需要的PCB面積，包括外部無(wú)源器件。
圖9.典型應(yīng)用需要的PCB面積
ADI公司有源偏置控制器系列具有多方面關(guān)健優(yōu)勢(shì)：
● 內(nèi)部負(fù)電壓發(fā)生器在VGATE引腳產(chǎn)生外部偏置放大器所需的負(fù)電壓。這些發(fā)生器的存在使得電壓逆變器不再需要，器件數(shù)量、PCB面積和系統(tǒng)成本得以減少。
● 連續(xù)內(nèi)部柵極電壓調(diào)整確保DUT漏極電流恒定不變。
● 由于器件間差異的影響降低，偏置精度會(huì)提高。對(duì)于器件型號(hào)相同的不同放大器，由于器件間差異，獲得期望IDD所需的最佳柵極電壓電平是不同的。因此，對(duì)各DUT設(shè)置相同的柵極電壓值會(huì)產(chǎn)生不同的射頻性能。有源偏置控制器會(huì)調(diào)整各個(gè)DUT的柵極電壓電平，從而降低器件間差異引起的性能差異。
圖10和圖11顯示了器件間差異影響降低的情況。
圖10.典型放大器在固定外部VGATE偏置下的偏置電流差異
圖11.利用HMC920LP5E偏置時(shí)，相同放大器的偏置電流差異得到改善
● 內(nèi)部偏置時(shí)序控制電路確保在VGATE負(fù)電壓不存在時(shí)，不向DUT供應(yīng)VDRAIN引腳和VG2引腳上的正電壓。這樣在DUT上電和掉電期間，就無(wú)需外部器件來(lái)執(zhí)行時(shí)序控制。
● 在VGATE引腳之后，短路保護(hù)電路禁用VDRAIN引腳，確保DUT即便在短路情況下也是安全的。
圖12.HMC980LP4E的典型應(yīng)用電路
柵極電壓自動(dòng)控制功能通過(guò)內(nèi)部反饋使恒定的靜態(tài)偏置電流流經(jīng)偏置下的放大器，該電流與溫度和放大器閾值變化無(wú)關(guān)。靜態(tài)偏置電流利用外接電阻來(lái)調(diào)整。圖12顯示RSENSE電阻(R10)連接到HMC980LP4E的引腳20。
關(guān)于如何計(jì)算RSENSE和VDD值的更多信息，請(qǐng)參閱有源偏置控制器數(shù)據(jù)手冊(cè)。
ADI公司提供三款有源偏置控制器：HMC920LP5E、HMC980LP4E和HMC981LP3E。表2詳細(xì)列出了這些有源偏置控制器的部分重要特性。
HMC980LP4E能夠向漏極提供高電流，而HMC981LP3E最適合需要較低漏極電流的器件。除負(fù)電壓發(fā)生器之外，HMC920LP5E還集成了正電壓調(diào)節(jié)器，能夠向漏極引腳供電。
工作原理
對(duì)于外部偏置放大器，ADI公司數(shù)據(jù)手冊(cè)電氣規(guī)格表的底部特別說(shuō)明了VGG和IDD的偏置要求。例如，HMC637A要求將其VGG1從−2 V調(diào)整到0 V以獲得典型值為400 mA的IDQ。不過(guò)，應(yīng)遵循推薦的上電和掉電序列，以免損壞HMC637A。
HMC980LP4E利用集成控制電路來(lái)管理目標(biāo)放大器的安全上電和掉電序列。
上電期間，偏置控制器的VDD和VDIG電源接通，然后由內(nèi)部負(fù)電壓發(fā)生器(NVG)產(chǎn)生VNEG。VNEG在達(dá)到其默認(rèn)值（通常為−2.46 V）時(shí)，便開(kāi)始下降并停止。VGATE輸出電壓也開(kāi)始下降。通常，一旦達(dá)到VNEG = −2.5 V和VGATE = −2.1 V，VDRAIN輸出就會(huì)使能，VGATE開(kāi)始向0 V提高，以獲得DUT需要的IDD值。
類似的掉電保護(hù)電路也會(huì)使DUT安全掉電。掉電期間，VGATE總是在VDD之后關(guān)斷，即使VDD引腳或DUT的VGG引腳短路也是如此。在DUT IDD電流過(guò)大的情況下，此特性可為DUT提供高級(jí)保護(hù)。
圖13.HMC981LP3E供電軌使能序列
調(diào)整默認(rèn)VNEG和VGATE閾值
VNEG典型值為−2.46 V，如圖14所示。由于HMC980LP4E的內(nèi)部邏輯，此默認(rèn)值會(huì)限制HMC980LP4E的VGATE輸出電壓擺幅能力。
圖14.VNEG默認(rèn)值
采用默認(rèn)配置時(shí)，VGATE典型輸出擺幅在−2 V到0 V之間。但是，
● 某些DUT可能需要小于−2 V的柵極電壓。
● 某些DUT的柵極電壓絕對(duì)最大額定值(AMR)大于−2.1 V，例如為−1.5 V。這種情況下，要求DUT的典型柵極電壓高于VGATE的AMR值，例如為−1 V。但在上電期間，HMC980LP4E的VGATE輸出總是降至−2 V的典型值。
通過(guò)外部電阻調(diào)整VNEG和VGATE的默認(rèn)值，可以同時(shí)解決上述兩個(gè)問(wèn)題。圖15所示的電阻R5、R6、R7和R8就是用于此目的。
圖15.用于調(diào)整VNEG和VGATE默認(rèn)值的外部電阻
如果所需VNEG < −2.46 V，則R5 (kΩ) = 開(kāi)路，且R6 (kΩ) = 50/(50 × (所需VNEG − 0.815)/(262 × (0.815 − 1.44)) − 1)。
如果所需VNEG > −2.46 V，則R5 (kΩ) = 262/(262 × (1.44 − 0.815)/(50 × (0.815 − 所需VNEG)) − 1)，且R6 (kΩ) = 開(kāi)路。
如果所需VGATE < −2.46 V，則R7 (kΩ) = 開(kāi)路，且R8 (kΩ) = 50/(50 × (所需VGATE − 0.815)/(262 × (0.815 − 1.44)) − 1)。
如果所需VGATE > −2.46 V，則R7 (kΩ) = 262/(262 × (1.44 − 0.815)/(50 × (0.815 – 所需VGATE)) − 1)，且R8 (kΩ) = 開(kāi)路。
上電期間，如果VNEG達(dá)到默認(rèn)值−2.46 V，則VNEG使能。因此，VNEG值必須小于VGATE值。
建議將HMC980LP4E的VNEG值配置為大于−3.5 V。
例如，若所需VNEG = −1.5 V且VGATE = −1.3 V，則R5 = 631 kΩ，R7 = 477 kΩ，R6 = R8 = 開(kāi)路。此外，若所需VNEG = -3.2 V且VGATE = -3 V，則R6= 221 kΩ，R8= 303 kΩ，R5= R7 = 開(kāi)路。
減少VGATE上升時(shí)間
使能信號(hào)到達(dá)有源偏置控制器使能引腳的時(shí)刻，與DUT VGATE輸入引腳的VGATE電壓電平建立至所需值的時(shí)刻之間存在一個(gè)延遲。偏置控制器的內(nèi)部傳播延遲和VGATE信號(hào)的建立時(shí)間共同引起此延遲。有源偏置控制器VGATE輸出與DUT VGATE輸入引腳之間的連接上使用的分流電容會(huì)影響VGATE建立時(shí)間。HMC980LP4E典型使能波形（參見(jiàn)圖16）表明VGATE建立時(shí)間大于1 ms。
圖16.HMC980LP4E典型使能波形
外部電路會(huì)影響柵極上升時(shí)間，但不影響傳播延遲。圖17顯示了HMC980LP4E和DUT放大器之間的典型VGATE連接。分流電容C1一般用在放大器的VGG引腳上，R1通常為0 Ω，即不使用。
圖17.HMC980LP4E和DUT之間的VGATE連接電路
當(dāng)C1 = 10 μF時(shí)，典型上升時(shí)間大于1.5 ms（參見(jiàn)圖18）。C1減小到1 μF時(shí)，上升時(shí)間減少到131 μs（參見(jiàn)圖19）。
圖18.C1 = 10 μF時(shí)的典型VGATE上升時(shí)間
圖19.C1 = 1 μF時(shí)的典型VGATE上升時(shí)間
當(dāng)C1 = 100 nF時(shí)，VGATE上升時(shí)間減少到15.5 μs，但過(guò)沖會(huì)引起響鈴振蕩（參見(jiàn)圖20）。給C1 = 100 nF增加一個(gè)值為68 Ω的串聯(lián)電阻R1，可以改善響應(yīng)性能并使上升時(shí)間保持在類似水平（參見(jiàn)圖21）。
圖20.C1 = 100 nF時(shí)的典型VGATE上升時(shí)間
圖21.C1 = 100 nF且R1 = 68 Ω時(shí)的典型VGATE上升時(shí)間
菊花鏈配置
當(dāng)多個(gè)有源偏置控制器偏置多個(gè)DUT時(shí)，可以讓其構(gòu)成菊花鏈配置。當(dāng)VDRAIN、VG2和VGATE輸出建立時(shí)，有源偏置控制器產(chǎn)生TRIGOUT輸出。利用TRIGOUT信號(hào)通過(guò)使能引腳(EN)使能另一個(gè)偏置控制器，可以提高系統(tǒng)安全水平。菊花鏈配置有很多應(yīng)用，圖22和圖23顯示了兩種應(yīng)用。DUT級(jí)數(shù)和偏置控制器數(shù)量可以增加。
圖22.級(jí)聯(lián)配置的兩個(gè)放大器的菊花鏈配置
圖23.DUT放大器位于不同信號(hào)路徑上的菊花鏈配置
圖24顯示了菊花鏈配置中兩個(gè)有源偏置控制器的VDRAINx和VGATEx響應(yīng)，每個(gè)偏置控制器為一個(gè)DUT供電。第二偏置控制器由第一偏置控制器提供的觸發(fā)信號(hào)使能。這種架構(gòu)確保第二DUT在第一DUT使能后使能。
圖24.菊花鏈配置中兩個(gè)有源偏置控制器的VDRAINx響應(yīng)，每個(gè)偏置控制器為一個(gè)DUT供電
圖25.菊花鏈配置中兩個(gè)有源偏置控制器的VGATEx響應(yīng)，每個(gè)偏置控制器為一個(gè)DUT供電
測(cè)試有源偏置控制器的功能
有源偏置控制器的VDRAIN和VGATE輸出可以偏置DUT，例如有外部偏置要求的FET或放大器。一旦將DUT連接到偏置控制器，反饋環(huán)路便閉合，偏置控制器即可工作。
對(duì)于帶固定負(fù)載（如電阻）的有源偏置控制器，由于環(huán)路未閉合，因而無(wú)法測(cè)試其功能。
雖然測(cè)試無(wú)DUT的有源偏置控制器不會(huì)提供有用信息，但可執(zhí)行如下診斷檢查。
● IDD = 0 mA時(shí)，VDD輸入和VDRAIN輸出上的壓降可忽略不計(jì)；因此，VDRAIN幾乎等于VDD。 ● VNEG典型值為−2.46 V。 ● VGATE最大值為VNEG + 4.5 V，典型值為2.04 V。
對(duì)于其他偏置控制器，這些值可從數(shù)據(jù)手冊(cè)中獲得。
利用單個(gè)有源偏置控制器偏置多個(gè)DUT
可以利用單個(gè)有源偏置控制器來(lái)偏置兩個(gè)或更多DUT。為此，計(jì)算RSENSE值時(shí)應(yīng)考慮DUT的總漏極電流。
但應(yīng)注意，使用這種方法會(huì)限制有源偏置控制器的優(yōu)勢(shì)，原因如下：
● 有源偏置控制器無(wú)法補(bǔ)償GaAs器件常見(jiàn)的器件間柵極電壓差異。因此，兩個(gè)器件可能利用同一柵極電壓來(lái)偏置，達(dá)不到最佳性能。
● 如果某個(gè)DUT由于短路或其他故障而消耗過(guò)大電流，偏置控制器會(huì)關(guān)閉所有受偏置的DUT。雖然這不會(huì)損壞器件，但會(huì)影響系統(tǒng)功能。
有源偏置控制器電路示例
利用HMC981LP3E偏置HMC460LC5
要利用HMC981LP3E偏置HMC460LC5，請(qǐng)執(zhí)行如下程序：
● 將R10設(shè)置為426 Ω，以設(shè)置HMC981LP3E的IDD = 75 mA。可以使用常見(jiàn)電阻值430 Ω。
● 計(jì)算VDD值為8.75 V。
● 利用R4和R6確保VGATE電壓在HMC981LP3E數(shù)據(jù)手冊(cè)給出的絕對(duì)最大額定值以內(nèi)。詳情參見(jiàn)“調(diào)整默認(rèn)VNEG和VGATE閾值”部分。
● 可以減小VGG分流電容值以增加上升時(shí)間（參見(jiàn)圖26中的HMC460LC5）。詳情參見(jiàn)“減少VGATE上升時(shí)間”部分。
圖26.利用HMC981LP3E偏置HMC460LC5的應(yīng)用電路
利用HMC980LP4E偏置HMC1082LP4E
要利用HMC980LP4E偏置HMC1082LP4E，請(qǐng)執(zhí)行如下程序：
● 將R10設(shè)置為680 Ω，以設(shè)置HMC980LP4E的IDD = 220 mA。
● 計(jì)算VDD值為5.62 V。
● 利用R5和R7確保VGATE電壓在HMC980LP4E數(shù)據(jù)手冊(cè)給出的絕對(duì)最大額定值以內(nèi)。詳情參見(jiàn)“調(diào)整默認(rèn)VNEG和VGATE閾值”部分。
● 可以減小VGG分流電容值以增加上升時(shí)間（參見(jiàn)圖27中的HMC1082LP4E）。詳情參見(jiàn)“減少VGATE上升時(shí)間”部分。
圖27.利用HMC980LP4E偏置HMC1082LP4E的應(yīng)用電路
*利用HMC980LP4E偏置HMC659LC5 *
要利用HMC980LP4E偏置HMC659LC5，請(qǐng)執(zhí)行如下程序：
● 將R10設(shè)置為500 Ω，以設(shè)置HMC980LP4E的IDD = 300 mA。
● 使用常見(jiàn)電阻值510 Ω。
● 計(jì)算VDD值為8.84 V。
● 利用R3和R4設(shè)置HMC980LP4E的VGG2。
● 利用R5和R7確保VGATE電壓在HMC980LP4E數(shù)據(jù)手冊(cè)給出的絕對(duì)最大額定值以內(nèi)。詳情參見(jiàn)“調(diào)整默認(rèn)VNEG和VGATE閾值”部分。
● 可以減小VGGx分流電容值以增加上升時(shí)間（參見(jiàn)圖28中的HMC659LC5）。詳情參見(jiàn)“減少VGATE上升時(shí)間”部分。
圖28.利用HMC980LP4E偏置HMC659LC5的應(yīng)用電路
*利用HMC920LP5E偏置HMC659LC5 *
要利用HMC920LP5E偏置HMC659LC5，請(qǐng)執(zhí)行如下程序：
● 將RSENSE設(shè)置為549 Ω，以設(shè)置HMC920LP5E的IDD = 300 mA。
● 將R8設(shè)置為30.9 kΩ以設(shè)置VDRAIN = 8 V。
● 利用R20和R22確保VGATE電壓在HMC920LP5E數(shù)據(jù)手冊(cè)給出的絕對(duì)最大額定值以內(nèi)。詳情參見(jiàn)“調(diào)整默認(rèn)VNEG和VGATE閾值”部分。
● 可以減小VGGx分流電容值以增加上升時(shí)間（參見(jiàn)圖29中的HMC659LC5）。詳情參見(jiàn)“減少VGATE上升時(shí)間”部分。
圖29.利用HMC920LP5E偏置HMC659LC5的應(yīng)用電路
結(jié)論
在上電和掉電期間，遵循外部偏置器件的建議偏置序列以確保器件安全。利用有源偏置控制器來(lái)操作放大器可確保器件按正確時(shí)序運(yùn)行并處于所需的電平，從而改善系統(tǒng)整體性能。
ADI公司的有源偏置控制器系列可以滿足外部偏置射頻/微波器件（如FET、放大器、倍頻器、光學(xué)調(diào)制器驅(qū)動(dòng)器和頻率轉(zhuǎn)換器等）的偏置要求。DUT的柵極電壓通過(guò)閉環(huán)反饋來(lái)調(diào)整，以提供所需的漏極電流。在上電和掉電期間，偏置控制器的VGATE、VDRAIN和VGG2輸出的時(shí)序控制特性確保DUT受到很好的保護(hù)。
推薦閱讀：
