【導讀】在本系列的前幾篇文章中[1-7]，我們介紹了基于安森美豐富的SiC功率模塊和其他功率器件開發的25 kW EV快充系統。在這一章，我們來看看其中的熱管理部分是如何提高效率和可靠性，同時防止系統過早失效的。
首先，我們會從開關損耗和散熱貼裝兩個方面來復習一下SiC MOSFET模塊相對分立SiC MOSFET的幾個優勢。其次，我們將描述如何利用熱管理技術和計算來設計散熱風扇的安裝和其控制系統，以及如何使使用SiC功率模塊的內置NTC來控制風扇自動為PFC和DC-DC部分降溫。最后我們詳細了解用于調節風扇轉速的PWM-電壓轉換器的設計，并通過模擬來展示其運行的關鍵方面和補償器的設計。
單管vs模塊
開關損耗
相比SiC MOSFET單管，SiC MOSFET模塊的工作效率通常更高，因為其具有更小的寄生效應。舉個例子，下表是1200 V/20 mΩ/TO247-4LD的SiC MOSFET單管NTH4L020N120SC1和SiC MOSFET模塊NXH020F120MNF1PTG的對比。
表1.SiC MOSFET單管vsSiC MOSFET模塊：開關損耗
表1中的參數取自產品的數據表，它們表明模塊具有更低的開關損耗。封裝中的寄生電感更低，從而使功率能力更高。因此，對于同樣的輸出功率，SiC模塊可以在更高的開關頻率下工作。更高的開關頻率操作有助于減少無源元件的尺寸，以及整體設計尺寸。
散熱貼裝
封裝在熱管理中起著重要作用。分立MOSFET和模塊的熱貼裝是不一樣的。在分立MOSFET封裝中，Die與一塊銅墊相連，而這種銅墊從外觀看是作為導熱層與空氣和外部接觸的。不過，也可以在MOSFET和散熱器之間加入了一種熱介質材料(Thermal Interface Material)或熱化合物，z額外的這一層是為了：
● 提高銅墊至散熱片的熱導率
● 實現銅墊和散熱片之間的電氣絕緣
圖1. 分立MOSFET的散熱貼裝示意圖
SiC MOSFET單管NTH4L020N120SC1的結-殼熱阻是0.3℃/W。如果在MOSFET和散熱片之間增加一層具有3℃/W熱阻的TIM散熱層，則參考圖3和表2所示，MOSFET和散熱片之間的整體熱阻提高為3.3℃/W。
功率模塊的散熱貼裝與分立MOSFET完全不同。由于模塊使用了直接覆銅陶瓷基板(DBC, Direct Bonding Cooper)作為Die的承載體，結-殼熱阻已經包含了絕緣層。
表1的功率模塊NXH020F120MF1PTG預先增加了相變材料散熱層(PCM，Phase Change Material)，PCM作為填補DBC和散熱片的空隙是非常好的選擇，因為它能夠最大程度上增加接觸面積，減少整體熱阻，如圖2。
圖2. 功率模塊的散熱貼裝示意圖
你可以在功率模塊NXH020F120MNF1PTG的規格書里找到結-殼熱阻和結-散熱片熱阻參數，分別是0.45℃/W和0.80℃/W。表2總結了這些數值。
表2. SiC MOSFET單管 vs SiC MOSFET模塊：熱阻
雖然單管的結-殼熱阻較低，但整體的熱阻相比模塊高出不少，而且模塊的導熱能力更好。相同規格的Die的情況，模塊可以在更高的功率下運行(NTH4L020N120SC1和NXH020F120MF1PTG都使用一樣的1200 V/20 mΩ的Die)。
兩種器件的熱等效圖如圖3。所以在這次的25 kW直流快充系統設計里，我們采用了有更好散熱性能的SiC MOSFET模塊。
圖3. 兩種器件的電熱等效回路
散熱貼裝
本章節將介紹PFC和DC-DC部分的散熱方案設計。為了減少整體體積，我們決定采用一臺低熱阻和小尺寸的散熱風扇。如上一章節提到的，SiC模塊的熱阻較低，同時還有內置的NTC可用于測溫。
我們決定用一個PWM-電壓轉換器來控制散熱風扇，由模塊(NXH010P120MNF1)內置的NTC測溫來控制風扇的轉速(如圖4)。這樣一來可以降低當系統處于低功率運行時所產生的噪音。
圖4. 冷卻風扇控制回路
25 kW直流快充系統的結構示意圖如下圖5。
圖5. 機械和散熱結構示意圖(含散熱片和風扇)。PFC部分(左)的風扇安裝在PIM散熱片上，風向朝PFC電感。DC-DC部分(右)的風扇緊貼原、副邊的PIM安裝
由于本次方案設計不考慮外殼，所以假設環境溫度為最大30℃。PFC和DC-DC部分的散熱設計并不是用部分器件的熱模型進行精確的模擬，而是從熱管理角度上考慮關鍵器件的功率損耗，并根據現成的散熱器設計(非定制品)制定散熱方案。
PFC部分的散熱設計
PFC部分的散熱設計中最重要的器件是SiC半橋功率模塊和PFC功率電感。我們必須要在選擇散熱片之前評估分析這些器件的損耗。PFC電感的溫度特性的評估是基于繞組中直流電流模擬的預期損耗(~27 W/電感)進行的。PFC電感廠家通過測試風扇得到相關數據，即當風量達到3m3/s時，最大溫升等于30℃，這一數據也被用于風扇選型。
參考之前的SPICE仿真結果(“25 kW SiC直流快充設計指南(第三部分)：PFC仿真”[3])，PIM的整體峰值損耗在最糟糕的情況下達到了240 W如圖6，每個PIM模塊的損耗約80 W。
基于這些數據，我們選擇了一種熱阻Zth=0.2℃/W的風扇安裝方案。功率損耗=80 W時，模塊的溫升大約為16℃(80 W×0.2℃/ W)。因為我們假設最高環境溫度為30℃，所以冷卻系統的溫度大約是46℃。
如之前電感廠家評估所驗證的，散熱風扇使PFC電感的溫升低于30℃。PFC部分的散熱布局規劃讓SiC PIM的風扇吹向PFC電感，從而保證整體PFC部分的穩定熱性能。
圖6. PFC部分PIM的整體損耗vs相電壓，基于3個不同感值的功率電感
DAB DC-DC部分的散熱設計
DC-DC部分的散熱設計中最重要的器件是SiC PIM半橋功率模塊、DC-DC變壓器和諧振電感。我們假設散熱設計的方法與PFC部分的設計類似。
DC-DC變壓器和諧振電感設計為無散熱時最大溫升70℃。同樣假設室溫為30℃，磁芯的溫度則會達到100℃。由于這個溫度實在太高，我們決定用一個風扇專門為電感降溫。參考SPICE仿真結果(“25kW SiC直流快充設計指南(第四部分)：DC-DC級的設計考慮因素和仿真”[4])驗證SiC PIM的預計損耗，在仿真中，我們采用了匝數比1.2:1的DAB變壓器，如圖7的紅色曲線。
從圖7看，原邊功率模塊的總體峰值損耗為300 W，而副邊的總體峰值損耗為150 W，如圖8。所以在DC-DC部分，我們決定采用一個熱阻Zth=0.15℃/W的方案同時為原邊和副邊的PIM散熱。
基于這樣的散熱布局和30℃的室溫，原邊的最高溫度優化為75℃，副邊的最高溫度為52.5℃。同樣的，風扇轉速根據內置NTC測溫由PWM輸入控制。
圖7. DC-DC部分原邊PIM的整體損耗vs副邊電壓，基于3個不同匝數比的變壓器
圖8. DC-DC部分副邊PIM的整體損耗vs副邊電壓，基于3個不同匝數比的變壓器
負溫度系數熱敏電阻(NTC)的前端電路
SiC半橋PIM模塊NXH010P120MNF1內置5kΩ的NTC，用于測量模塊內部Die的溫度，它對于散熱系統中的散熱片設計是非常重要的。溫度的信號處理最終交給通用控制板(SECO-TE0716-GEVB)中的ADC。
在PIM的數據表里我們提供了如下圖3的NTC參數。
表3. 熱敏電阻參數
*注：B常數代表了熱敏電阻阻值和溫度的關系(R/T)，由T1(25℃)和T2(50℃或100℃)的電阻值計算并定義。
NTC的溫度特性(阻值-溫度關系)對于設計其前端電路很重要。采用一顆額定電阻值=5 kΩ@25°C和B常數(25/100℃)的熱敏電阻，我們可以使用公式仿真并計算它在各個溫度點的電阻值，本次仿真中采用的B常數(25/100℃)為3455 K，其結果如圖9中紅色曲線，藍色曲線代表考慮到+3%誤差的結果，用于評估誤差對NTC阻值的影響。不過在NTC的前端電路設計中，暫時不考慮B常數誤差。
圖9. 仿真結果：NXH010P120MNF1的內置NTC阻值和溫度關系
因為通過B常數在計算高低溫下的阻值時是不夠精確的(T<25℃或>100℃)而且變化浮動非常小(變化僅為幾Ω/℃)。所以我們決定用一種局部線性化的方法，我們給NTC并聯一個額外的電阻，連接一個固定的電壓源VCC。仿真回路如圖10。
圖10. NTC前端電路的SPICE模型
NTC的并聯電阻R3和限流電阻R1的可以通過局部線性化來選擇，同時還需要去耦電阻R4和R5因為需要盡可能減少ADC到NTC回路的距離。前端電路應使用差分電路以減少測溫電路受共模噪聲影響。
功放Q1A用于放大NTC的輸出電壓，增益設置為10.1，功放Q1B用來輸出一個互補的ADC_P信號，差分輸出到低功耗ADC(NCD98011)。值得注意的是，我們通常不會用到這個互補信號，但這樣做的目的是改變NTC的負溫度系數為正，即溫度越高，電壓就越高，方便后續控制固件的處理。
圖11展示了PIM內置NTC的電壓電流曲線。
在這些仿真中，NTC電流最大值不超過300 μA而其典型值大約為100 μA，但由于NTC是內置于PIM結構中，所以其流過電流所產生的溫升不會影響到模塊溫度。電流越大，NTC測溫電路的結果就越線性化。
圖11. NTC電流電壓仿真曲線
如圖12測溫電路的溫度范圍是-40℃-180℃，ADC的±3.3 V的輸入電壓范圍并沒有被完全利用。不過，由于測量電路的分辨率達到了0.05°C/LSB，也就是22LSB/°C，完全滿足了25 kW直流充電方案設計中的溫度測量要求。
圖12. NTC前置回路的溫度測量范圍
NTC測溫電路的帶寬為77.6 Hz，在PFC回路的開關頻率為70 kHz時，仿真衰減大約為-126.6 dB，這保證了測溫電路不會受到PFC部分的噪聲干擾，也不會受到開關頻率為100 kHz的DC-DC部分的干擾(見圖13)。
圖13. NTC測溫電路的頻率特性
盡管有線性化設計，在數字信號的控制固件中進行溫度測量仍然需要進一步線性化。一般我們會查表，如下：
表4. 轉換對照表。ADC輸出電壓 - NTC測得溫度
控制風扇轉速的PWM-電壓轉換器
由于本次設計中的冷卻系統使用了無自動轉速控制的風扇，我們采用一顆安森美(onsemi)的buck穩壓芯片NCV890100作為PWM-電壓轉換器。使用NCV890100的AC模型(可從安森美官網下載)，我們能夠進行用于風扇電源的PWM-電壓控制器的仿真。散熱方案中使用的風扇測量得到的伏安特性被用來設計風扇的SPICE模型，風扇的可靠工作電壓范圍為6 V-12 V。
如圖14的仿真電路中，直流輸出偏置電壓取決于輸出電容COUT。由于X7S電容的直流偏置特性，所以我們基于電壓對輸出電容進行建模，這對于PWM-電壓轉換器的交流特性有著很大影響。我們也對UCB的PWM控制信號建了模。
圖14的SPICE電路的PWM輸入的直流偏置設置為100%，輸出電壓6.6 V滿足我們的設計。圖15的SPICE電路的PWM直流偏置設置為0%。輸出電壓12.7 V同樣滿足我們的設計。輸出電感由9.88 μF降低至5.09 μF(2個10 μF電感并聯)。
圖14. PWM-電壓電路的SPICE模型，PWM直流偏置10%，輸出電壓6.6 V
圖15. PWM-電壓電路的SPICE模型，PWM直流偏置0%，輸出電壓12.7 V
圖16. PWM-電壓轉換器的輸出電壓-PWM占空比曲線
控制回路的交流特性的仿真是用于驗證PWM-電壓轉換器的穩定性的，開始仿真前，我們需要定義以下參數：CCOMP=470 pF, RCOMP=10 kΩ, CP=100 pF, R1=3.1 kΩ, R2=237 Ω。
仿真掃頻過程中我們可以觀察到圖17中PWM-電壓轉換器的增益特性(紅線)和相頻特性(藍線)。兩者的變化均以虛線和點虛線表示。穿越頻率變化范圍32.9 kHz-51.8 kHz，相位裕量變化范圍26.6°-31.9°，增益變化范圍16.5 dB-20.5 dB，這些都不足以讓轉換器在整個工作范圍內穩定運行。
因為大部分電源轉換器的設計通常含有45°的相位余量以確保穩定性，但我們為了更穩健的設計，將相位余量設置為70°。因此這對于設計更穩定的電路來說是不可接受的。
圖17. 模擬PWM-電壓轉換器控制回路的AC特性，已做以下參數補償CCOMP=470 pF, RCOMP=10 kΩ, CP=100 pF, R1=3.1 kΩ, R2=237 Ω
為了提高PWM-電壓電路的穩定性，我們重做了與其相連的散熱風扇的補償。PFC部分使用了3臺散熱風扇，DC-DC使用了2臺，還有一臺用于為DAB變壓器散熱。現在我們把穿越頻率設置為13.5 kHz-25.3 kHz，這樣便產生了72.2°的相位裕量，增益變化范圍23.6 dB-27.7 dB。在穿越頻率點附件，補償器的最大相位提升為71.2°，處于分頻區，相位在分頻區穿越頻率點以后沒有明顯下降。
圖18. 模擬PWM-電壓轉換器控制回路的AC特性，已做以下參數補償CCOMP=10 nF, RCOMP=4.64 kΩ, CP=270 pF, R1=3.1 kΩ, R2=237 Ω
于是，我們得到采用NCV890100的PWM-電壓轉換器的最終電路圖，如圖19。
圖19. PWM-電壓轉換器的最終電路圖
結論
在這一章節我們討論了SiC功率模塊和SiC MOSFET單管不同的散熱安裝形式。相比單管，SiC功率模塊可以令系統在更高開關頻率下工作，減少被動器件體積，同時提供更好的散熱表現。在使用相同尺寸的Die時，模塊能夠以更大功率運行，有助于小型化設計。此外，我們還討論了在數字控制散熱方法中使用PIM內置NTC的好處，它能夠在充電模塊處于低輸出功率工作模式下減少其噪聲。
我們還討論了設計和開發過程中所考慮的因素，以實現用數字控制PFC部分和DC-DC部分、以及用于DAB變壓器的散熱風扇。
本篇是我們本系列文章的最后一篇。之后我們團隊計劃繼續發布2篇文檔，分享有關于實驗室數據以及滿功率下硬件測試所得到的經驗教訓。
來源：安森美
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