【導讀】在本系列文章的第一至第五部分[1-5]中，我們從硬件角度和控制策略上廣泛介紹了25 kW電動汽車充電樁的開發。圖1代表到目前為止所討論的系統。
在第六部分中，我們將注意力轉向驅動SiC MOSFET所需的柵極驅動電路。由于這些晶體管更加高效和可靠，它們在功率半導體市場中迅速普及。隨著市場上的器件越來越多，設計人員必須了解SiC MOSFET與硅(Si)IGBT和硅超結型(SJ)MOSFET之間的共性和差異，以便用戶充分利用每種器件。
本文的基礎是使用安森美(onsemi)新型SiC模塊構建25 kW快速電動汽車充電樁獲得的經驗。這些模塊使用安森美的M1 1200-V SiC MOSFET。我們將了解如何在大功率應用中設計和調整耦合柵極驅動器和SiC MOSFET的組合。
在此設計中，我們將使用安森美的IGBT電流隔離柵極驅動器作為起點，并介紹使用新的專用SiC電流隔離柵極驅動器進行的改進。本文介紹的所有柵極驅動器系列都采用相同的隔離技術和輸出級技術。
圖1.25 kW電動汽車直流充電樁的高級框圖
柵極驅動需求：SiC MOSFET、硅IGBT與SJ MOSFET
對于IGBT和MOSFET(硅和碳化硅)，必須對柵極充電才能導通器件，必須對柵極放電才能關斷器件。對于這兩種情況來說，電流在某種程度上通用，如圖2所示。
圖2.柵極驅動電路導通(a)和關斷(b)時的電流路徑分別顯示為綠色和紅色箭頭
但是，這三種器件(IGBT、硅SJ MOSFET和SiC MOSFET)的柵極電壓范圍不同。對于IGBT，導通電壓約為15 V，關斷電壓通常約為-8 V。對于SJ MOSFET，導通電壓約為10 V，關斷電壓通常為0 V。對于SiC MOSFET，當柵極電壓增加時，RDS(ON)減小，因此可施加最大柵極電壓以實現最大效率。因此，柵極導通電壓可以在15 V到20 V之間變化，具體取決于技術或產品代次。
導通電壓低于15 V時，SiC MOSFET曲線斜率為負，因此器件很難并聯。關斷電壓可以從0 V降低到-5 V。安森美SiC MOSFET可以采用0 V、-3 V或 -5 V阻斷，具體取決于柵極驅動器電路的效率和復雜性之間的折衷，有時候也取決于使用第幾代SiC MOSFET。柵極電壓(或導通電壓)的范圍直接影響柵極驅動器所需的欠壓鎖定(UVLO)。
作為第一種方法，IGBT柵極驅動器輸出電壓范圍更類似于SiC MOSFET的需求，而不是SJ MOSFET的需求。首先，強烈建議在開關應用中使用帶SiC MOSFET(如 IGBT)的負偏壓柵極驅動，以便在高di/dt和dV/dt開關期間，減少由非理想PCB布局引入的寄生電感而導致的功率晶體管柵極-源極驅動電壓的振鈴。
此外，由于我們的SiC MOSFET的閾值電壓約為1.5 V，負電壓阻斷為噪聲(由dV/dt和di/dt引起)在關斷狀態下產生不必要的導通提供了更大的容限。
其次，負電壓阻斷使關斷狀態下的漏電流更低。因此，靜態損耗會更低。最后，負電壓阻斷比零電壓阻斷的導通和關斷時間更快或更短。
為了獲得快速導通和關斷，或在漏極/集電極電壓瞬變期間保持輸出穩定，輸出驅動器級需要非常低的輸出阻抗。驅動電流的最大值取決于應用的額定功率，所有類型的器件在這一點上都相似。
為柵極充電所需的最大電流取決于
● 所需的柵極電荷量
● 拓撲(硬開關或軟開關，即ZVS)
● 通過(外部加內部)柵極電阻限制EMI所需的最大 dV/dt
即使(外部加內部)柵極電阻限制了應用中的電流值，驅動器能夠提供和吸收的電流也應高于所需最大電流。這將有助于提供安全裕量，在最高工作溫度下保持所需的最大電流，并防止驅動器因自發熱而降低電流能力。
由于SiC MOSFET與IGBT或SJ MOSFET相比，導通和關斷速度顯著提高，SiC器件可以在比硅器件高得多的開關頻率下工作。因此，在半橋配置中，開關節點電壓的變化速率非?？?。使用SiC MOSFET可以實現高達100 V/ns的dV/dt。驅動器應該能夠提供和吸收由米勒電容器(或漏極/集電極和柵極之間的電容)施加到柵極的dV/dt感應的所需電流。在此dV/dt瞬態期間，柵極驅動器輸出信號應始終設定在輸入信號給定的值。
為了補充吸收吸收電流能力或加強米勒效應電流吸收，可以使用柵極箝位。該箝位將以非常低的阻抗加固阻斷電壓，并繞過阻斷或關斷柵極電阻。箝位作用時間從關斷之后一直到導通的早期開始時為止。該技術適用于驅動大米勒電容器件時所需功率非常高的情況。我們的25 kW電動汽車充電樁應用就是這樣一個案例。
此外，在隔離驅動器或浮動驅動器情況下，SiC器件驅動器的驅動器輸入級和輸出級之間的共模瞬態抗擾度(CMTI)應強于硅器件驅動器。施加的柵極驅動電壓應保持穩定。
總而言之，對于所有類型的開關，在開關節點、漏極/集電極或驅動器輸入級和輸出級之間dV/dt期間，驅動器輸出端不應出現毛刺。但是，由于SiC MOSFET的速度更快，因此SiC MOSFET驅動器在這些要求(更高的CMTI和dV/dt抗擾度、更高的額定電流和更低的輸出阻抗)方面會更嚴格。
由于我們采用的半橋架構開關速度很快，因此時序是一個重要的關注點。當器件在半橋中工作時，需要考慮兩個時序參數：從輸入到輸出的傳播延遲以及兩個驅動器或兩個輸出之間的延遲失配。
對于SiC，由于開關頻率有可能高于100 kHz，因此傳播延遲會影響占空比精度。失配會影響兩次開關之間的死區時間。對于SiC驅動器，低于50 ns的傳播延遲和低于10 ns的延遲失配較為合適。
對于高速應用，可使用硅或SJ MOSFET柵極驅動器驅動SiC MOSFET，它們通常比IGBT驅動器更快。但是，這些驅動器可能無法提供所需的輸出電壓范圍。這些驅動器的導通電壓(或輸出電壓擺幅)通常受限為15 V。這對于SiC MOSFET來說太低了。此外，大多數硅MOSFET驅動器不支持負電壓阻斷。
25 kW應用的具體要求
上升/下降時間和源/汲電流要求
由于需要控制EMI，我們將限制dV/dt，但也不能過多，這樣才能縮短死區時間(或加快導通/關斷時間)并實現高效率。如AND90103/D[6]中所述，其柵極電阻的范圍為2至5 Ω，SiC MOSFET的dV/dt范圍可達20至40 V/ns。因此，選擇柵極電阻時已考慮了這個范圍。通過評估導通/關斷時間期間的dV/dt，利用SPICE仿真對柵極電阻值的選擇進行了調整和驗證。
電氣隔離
在硬件開發過程中，我們遵照IEC-61851標準，該標準要求遵守IEC-60664-1規則。我們假設工作電壓接近最大值1000 V。NCD57000[7] 柵極驅動器是一個不錯的選擇。該驅動器的電介質強度隔離電壓超過5 kVrms，工作電壓VIORM能力超過1200 V，符合UL 1577標準。寬體8毫米爬電距離有助于滿足爬電距離/電氣間隙要求。
特性和保護
以下柵極驅動器特性提高了SiC MOSFET電源實現的穩健性，提高了應用的效率和可靠性。這些主要特性包括：
● 共模瞬態抗擾度是SiC應用的關鍵參數。NCD57000 可提供100 kV/μs的抗擾度
● 有源米勒箝位
● DESAT保護
● DESAT下的軟關斷
NCD57000 IGBT驅動器集成了所有這些特性。它還包括負驅動或負關斷電壓。
SiC MOSFET的柵極驅動器電源
使用SECO-LVDCDC3064-SIC-GEVB[8]隔離電源作為SiC驅動電路的電源，可提供所需的-5 V和20 V穩定電壓軌，高效驅動SiC晶體管。變壓器安全規范符合IEC 62368-1和IEC 61558-2-16標準，具有4 kVac的電介質絕緣特性。
SiC柵極驅動器的實現
DESAT保護計算
按照AND9949/D[9]計算SiC晶體管的去飽和電流。使用14.3 kΩ的電阻將DESAT電流設置為在85至115 A范圍內觸發(圖3)。在原型階段對DESAT電流進行評估和微調。
已考慮了以下因素：
VTH = 9.0 V，RDS(ON) = 11 mΩ(100 A時)，US1MFA，VF =309.5 mV(500 μA時)(仿真)。
置于DESAT引腳上的22 pF電容可使消隱時間增加430 ns，以獲得880 ns的總消隱時間。數據手冊中給出的內部濾波時間為320 ns，因此對去飽和事件的總反應時間等于1.2 μs。加上關斷SiC晶體管所需的時間，DESAT動作所需的總時間低于2.0 μs。
圖3.柵極驅動器NCD57000與DESAT功能元件(計算值)連接
通過仿真驗證SiC MOSFET開關
PFC以及DC-DC功率級仿真模型包括一個柵極驅動器模型，以評估柵極-源極電阻RG1 = 1.8 Ω和RG2 = 100 kΩ 的開關性能(參見圖4以了解RG1和RG2的定義或位置)。
在本例中，只有 RG1對SiC MOSFET柵極電容的放電起作用。PFC模型包含三個半橋SiC模塊以及柵極驅動器。但是圖4中只顯示了一個半橋連接。SiC模塊SPICE模型參見本系列文章的第三部分[3]。
圖4.PFC相A的功率級和柵極驅動器模型
驅動器級對系統性能影響顯著(對于基于SiC的系統來說更是如此)。因此，強烈建議將其納入仿真——至少在某種程度上。
挑戰之一是，現有的柵極驅動器模型通常非常復雜，它們會減慢仿真速度，增加仿真運行時間，因為它們包含了驅動器的所有特性(如UVLO、箝位和DESAT等)。一般來說，對于功率級仿真，更具體地說，對于本項目的目標，柵極驅動器的簡化模型就足夠了。我們構建的模型只包括傳播延遲和輸出級特性或性能。
盡管在各種驅動器的數據手冊中通常并未直接提供詳細的I-V特性，但對于某些給定點，使用額定驅動器輸出能力(吸收吸收電流IPK-SNK1和輸出電流IPK-SRC1峰值電流，具體請參見NCD57001數據手冊[10])，結合傳播延遲信息，即可得到輸出特性的近似值。該近似方法提高了仿真準確性，同時仍能提供可接受的仿真時間。圖5顯示了基于數據手冊中的值創建的NCD57001柵極驅動器SPICE模型。
圖5.基于數據手冊值的NCD57001 SPICE簡化模型
關轉換的仿真：導通和關斷
評估PFC級開關性能的關鍵參數之一是開關轉換速度(見圖6)，換言之，即MOSFET的dV/dt。理論上，開關轉換速度越快，表現出的開關損耗越低，效率越高。
但是，開關速度還受其他因素的限制。例如，晶體管本身對如此高的梯度變化以及由快速轉換產生的EMI或其他共模(CM)噪聲的耐受能力。
布局本身以及寄生電感和寄生電容也對其增加了限制。
圖6.PFC級MOSFET的導通波形
圖7在本模擬中給出的配置下，dV/dt值超過了66 V/ns，唯獨寬禁帶技術才能對應這樣的高速開關。實際上，如此高的dV/dt仍然會有高風險(即使是SiC模塊)，寄生電感產生的超高過壓尖峰可以輕易的超過器件的耐壓上限。
圖7.低壓側相A SiC MOSFET導通速度是輸入電壓與電感和輸出電容值的函數
調整柵極電阻是最簡單的方法來減少dV/dt。更大的柵極電阻值能減少開關速度，同時減少整體設計的風險，但也會帶來缺點，即少許的功率損失(因為開關速度沒有那么快)。
基于這項仿真的結論，我們決定做一個折中方案，換一顆阻值大一點的柵極電阻(1.8 Ω—>4.7 Ω)以確保MOS管導通時的dV/dt在25 V/ns左右。這將作為驗證實際硬件板時的初始值。
按照類似方法處理關斷轉換。圖8和9顯示了這些仿真的結果。采用1.8 Ω柵極吸收電流電阻(與導通仿真中使用的值相同)，關斷轉換速度也很快(高達40 V/ns)。在原型設計中，將吸收電流電阻值增加至3.3 Ω，以將關斷轉換調整到25 V/ns左右。
圖8.低壓側相A SiC MOSFET關斷速度是輸入電壓與電感和輸出電容值的函數
圖9.PFC級MOSFET的典型關斷波形
PCB布局和建議
為了消除或最小化PCB寄生效應，SiC驅動電路布局在SiC電源設計中至關重要。良好布局安排的一些建議和示例如圖10和11所示。輸出電流、吸收電流和箝位走線(見圖10)應盡可能短。通過VDD和VEE去耦電容閉合輸出/吸收電流路徑(如圖10所示)。它們必須盡可能靠近VDD和VEE柵極驅動器引腳放置，如圖11所示。
電容值應當足夠大，以便在維持VDD和VEE電平的同時，能夠饋送吸收電流和源電流峰值。這些去耦電容還應該具有非常小的寄生效應，并且是高頻電容。
圖10.SiC柵極驅動電路PCB布局。箭頭分別以綠色、紅色和淺藍色顯示源電流、吸收電流和箝位電流路徑
圖11.建議放置VEE和VDD去耦電容
SiC柵極驅動的未來增強功能
以上討論的NCD570xx IGBT柵極驅動器系列足以滿足SiC MOSFET柵極驅動器在大功率應用中的要求。然而，使用先進的電流隔離變壓器版本，可以獲得更快的傳輸時間和更小的延遲失配。
結合這一改進，新款NCP5156x[11]柵極驅動器系列也可用于驅動SiC MOSFET。柵極電壓范圍已調整為符合每一代的SiC MOSFET柵極開/關電壓；并且已針對柵極電壓范圍的值調整了UVLO。
NCP5156x系列的主要特性包括36 ns(典型值)的傳播延遲。每個通道的最大延遲匹配時間為8 ns；輸出電源電壓范圍為6.5 V至30 V，支持5 V、8 V和17 V UVLO閾值電壓，CMTI >200 V/ns；從輸入到每個輸出的電隔離為5 kVrms(UL 1577額定值)，輸出通道之間的峰值差分電壓為1200 V；用戶可編程死區時間和4.5 A/9 A源電流峰值和吸收電流峰值(圖12)。
圖12.NCP51561框圖
當輸出級只提供單個電源(或單極性)軌時，下述原理圖利用齊納二極管，可獲得正負電源(或雙極性)電壓(見圖13)。
圖13.在單端隔離偏置電源上使用齊納二極管的負偏壓
圖14顯示了在SiC MOSFET柵極驅動應用的NCP51561的單端隔離電源上，利用齊納二極管實現負偏壓的實驗結果。該示例設計旨在通過使用20 V隔離電源，以器件源極為基準電壓源，提供+15 V和-5.1 V的驅動能力。
圖14.在單端隔離電源上使用齊納二極管實現負偏壓的實驗波形(其中，CH1：輸入[2 V/div]，CH2：輸出[5 V/div])
由于NCP5156x IC為集成米勒箝位電路，因此更推薦將其用于低功率SiC MOSFET應用。對于數十千瓦級以上的功率，推薦使用本文所示的米勒箝位。為此，我們將推出具有擴展柵極電壓范圍的新器件NCD57100和NCD57101(分別與NCD57000和NCD57001引腳兼容)。
這種新的擴展柵極電壓范圍更適合驅動SiC MOSFET。在新器件NCD571xx中，該范圍最高可達36 V，而在本25 kW電動汽車充電樁應用中使用的NCD570xx則為25 V。
總結
本文詳細介紹了在25 kW功率應用中針對SiC MOSFET設計和調整柵極驅動器時必須考慮的因素。本文從現有的NCD57001 IGBT電隔離柵極驅動器入手，進而講解了在專用SiC電隔離柵極驅動器中所做的改進，并介紹了用于驅動SiC MOSFET的新器件系列NCP5156x和NCD571xx。
SiC MOSFET的速度比現有的硅MOSFET和IGBT快很多。因此，SiC MOSFET驅動器需要更高的共模瞬態抗擾度和dV/dt抗擾度、更高的額定電流和更低的輸出阻抗。利用本文中提到的器件、技巧和竅門，設計人員可以實現其應用所需的SiC MOSFET驅動器的性能。
本系列文章共包含八個部分，接下來我們將陸續發布第七和第八部分。
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