【導讀】四管同步BuckBoost升降壓變換器為單電感結構，不需要耦合電容，盡管系統需要四個開關管，控制相比較復雜，但由于采用同步的變換器，系統的效率比SEPIC高，而且體積比SEPIC小，非常適用于汽車及通訊這類系統的效率和體積要求嚴格的應用。下面本文將討論這種四管同步BuckBoost升降壓變換器的具體的工作原理及設計過程的相關問題。
電子系統的一些應用中由于輸入電壓的變化，電源的輸出可能低于輸入電壓也可能高于輸入電壓，對于非隔離的電源變換器，這時候要采用升降壓的拓樸結構。常用的升降壓拓樸結構SEPIC需要二個電壓，中間還需要耦合電容，因此當輸出功率較大時，電感和電容的體積大，成本高，而且整機系統效率差。
1、四管同步BuckBoost升降壓變換器工作原理
四管同步BuckBoost升降壓變換器的拓樸結構如圖1所示，其中Cin和Cout分別為輸入和輸出直流濾波電容，A和B為輸入側功率開關管，C和D為輸出側功率開關管，可以看出：四個開關管結構類似于全橋的結構：A和B及C和D分別類似于全橋電路的二個橋臂，L為功率電感。
圖1：四管同步BuckBoost升降壓變換器拓樸結構
下面分三個模式說明這種電路結構的工作原理。
1.1、模式1：同步Buck模式，Vin>Vout+△V
當輸入電壓比輸出電壓高△V時，開關管D保持常開，開關管C保持常關，開關管A和B工作于同步的Buck模式。其工作原理與一般的同步的Buck工作原理完全相同，控制的方法為谷點電流模式，如圖2所示，其中D為占空比。
D=Vo/Vin
圖2：同步Buck模式
1.2、模式2：降壓BuckBoost模式，Vout<Vin<Vout+△V
當輸入電壓比輸出電壓低△V，即輸入電壓略高于輸出電壓時，系統工作于降壓式BuckBoos模式。開關周期起始時，開關管B/D先同時導通，然后A/C同時導通，最后是A/D同時導通，即開關管導通的順序為：B/D–A/C–A/D。
開關管B/D同時導通，導通時間為△tBD，電感去磁，則有：
式中：△IL為電感電流的紋波。
開關管A/C同時導通時，導通時間為△tAC，電感激磁：
開關管A/D同時導通時，導通時間為△tAD，電感繼續激磁：
考慮到磁通在每個開關周期必須復位，則有：
所以可以得到：
對于降壓BuckBoost變換器，調節△tAC小于△tBD就可以控制系統得到正確的輸出，△tAD值遠大于△tAC和△tBD。當輸入電壓略大于輸出電壓且輸入電壓非常接近輸出電壓時系統進入降壓BuckBoost工作模式，電路的控制和工作波形見圖3所示。
圖3：降壓BuckBoost工作模式
1.3、模式3：升壓BuckBoost模式，Vin<Vout<Vin+△V
輸出電壓比輸入電壓高△V，即輸入電壓略低于輸出電壓時，系統工作于升壓BuckBoos模式。開關周期起始時，開關管A/C先同時導通，然后B/D同時導通，最后是A/D同時導通，即開關管導通的順序為：A/C–B/D–A/D。
開關管A/C同時導通時，導通時間為△tAC，電感激磁：
式中：△IL為電感電流的紋波。
開關管B/D同時導通時，導通時間為△tBD，電感去磁：
開關管A/D同時導通時，導通時間為△tAD，電感繼續去磁：
考慮到磁通在每個開關周期必須復位，則有：
所以可以 得到：
升壓BuckBoost模式和降壓BuckBoost模式的公式完全一樣，調節△tAC大于△tBD就可以控制系統得到正確的輸出。當輸入電壓略小于輸出電壓且即輸入電壓非常接近輸出電壓時系統進入升壓BuckBoost工作模式，電路的控制和工作波形見圖4所示。
圖4：升壓BuckBoost工作模式
升壓和降壓BuckBoost模式控制策略稍有不同：
(1) 降壓BuckBoost模式仍然是降壓模式，所以要先深去磁，再短時間的深激磁，然后長時間的淺激磁；
(2) 升壓BuckBoost模式仍然是升壓模式，所以要先深激磁，再短時間的深去磁，然后長時間的淺去磁。
BuckBoost模式下輸入電壓和輸出電壓非常接近，輸入和輸出基本上長時間保持直通，開關狀態工作的時間很短,控制器通過內部的調節使系統工作于升壓或降壓BuckBoost模式。
1.4、模式4：同步Boost模式，Vout>Vin+△V
當輸入電壓比輸出電壓低△V時，開關管A保持常開，開關管B保持常關，開關管C和D工作于同步Boost模式。其工作原理與一般的同步Boost工作原理完全相同，控制的方法為峰值電流模式，如圖5所示。
Vo/Vin=1/(1-D)
圖5：同步Boost模式
2、 四管同步BuckBoost升降壓變換器電感的設計
四管同步BuckBoost升降壓變換器采用單電感的結構，這種拓樸結構根據輸入電壓和輸出電壓的不同，工作于降壓Buck或升壓Boost模式，電感的設計要考慮并兼顧到這二種拓樸結構的特性。
輸出滿載時，對于降壓Buck變換器，當輸入電壓最大時，電感的紋波最大：
式中：△IL為電感電流的紋波，fs為開關頻率。
輸出滿載時，對于升壓Boost變換器，當輸入電壓最小時，電感的紋波最大：
因此最大的電感電流紋波由輸入最小電壓和最大電壓共同來決定，這樣在整個電壓范圍內，電感電流紋波的變化值很大，在選取電感電流紋波系數時，必須作一些折衷的處理。根據實際經驗，一般可以根據下面的原則來選取：升壓Boost模式下，輸入電壓最小時，電感的電流紋波系數最大值取20%~30%；降壓Buck模式下，輸入電壓最大時，電感的電流紋波系數最大值取100%~150%。
電感的電流紋波系數為：
式中：Ipk-pk為電感電流的峰峰值，IL(ave)為電感電流的平均值。
由輸入電壓范圍，輸出電壓和電流，選取工作頻率，就可以計算出電感值。
3、四管同步BuckBoost升降壓變換器PCB的設計
降壓Buck變換器的電感位于輸出回路，所以輸出回路的電流是連續的，輸入回路的電流是不連續的，輸入回路的干擾大，這些環路產生很大的磁場發射，因此輸入回路要盡可能的小。輸入回路的地為功率地，要與系統的信號地分開單獨布線，輸出地可以作為干凈的信號地。
圖6：PCB布局
升壓Boost變換器的電感位于輸入回路，所以輸入回路的電流是連續的，輸出回路的電流是不連續的，輸出回路的干擾大，這些環路產生很大的磁場發射，因此輸出回路要盡可能的小，輸出回路的地為功率地，要與系統的信號地分開單獨布線，輸入地可以作為干凈的信號地。
兩者的兼顧對PCB設計要非常的小心，開關回路中du/dt比較大的節點SW1和SW2及其回路，要盡可能的小，因為這些環路產生很大的電場發射。
電流檢測回路，電流檢測電阻要用KEVIN連接，直接從電流檢測電阻兩端布線，線徑要細，并且平行平線。
4、功率MOSFET選擇
功率MOSFET的功耗主要為導通損耗和開關損耗，如果功率MOSFET工作于同步整流狀態，主要的功耗為導通損耗、二極管死區時間及反向恢復損耗,這些內容可以參考以前的文章。
參考文獻
(1) A.I. Pressman. Switching Power Supply Design (second edition). New York: McGraw-HillPublishing Co., 1998.
(2) LTC3780數據表
來源：松哥電源，作者：劉松
