【導讀】一種新型的高功率密度軟開關變換器就是非對稱反激變換器，其原邊使用激磁電流實現上、下橋主功率管的ZVS零電壓開關，次級整流管為ZCS零電流工作，適合于筆記本電腦PD適配器這種高頻、高效和高功率密度的應用要求。
這種變換器輸出電壓決定原邊半橋的上管工作的導通時間，原邊半橋的下管工作在COT固定導通時間，其導通時間由諧振頻率所決定，非對稱反激變換器電路結構如圖1所示，若輸出整流二極管換為功率MOSFET，則稱為同步整流。非對稱反激變換器工作的波形如圖2所示。
相關元件符號和物理量的規定：
S1：原邊半橋高端功率管，上管
S2：原邊半橋低端功率管，下管
DR；次級整流二極管
Cr：原邊串聯諧振電容
Lm：變壓器原邊激磁電感
Lr：變壓器原邊漏感
SR；次級同步整流功率管
Np：變壓器原邊繞組匝數
Ns：變壓器次級繞組匝數
n：變壓器的匝比，n = Np/ Ns
VSW：半橋連接的開關接點電壓，也是S2的D、S兩端電壓
iLm：變壓器原邊激磁電感的電流
iLr：變壓器原邊漏感的電流
iDR；次級整流二極管的電流
（a）非對稱反激變換器
（b）非對稱同步整流反激變換器
圖1：非對稱反激變換器電路結構
圖2：非對稱反激變換器工作波形
工作原理分析
非對稱反激變換器的一個開關周期可分為6個工作模式，分別分析如下。
1、模式1：T0-T1
開關狀態：S1處于導通，S2處于截止，DR處于截止
變壓器Lm和Lr的電流從0開始增加，諧振電容Cr充電，沒有能量傳輸到次級的輸出負載。
T1時刻，S1關斷。
圖3：模式1的等效電路
2、模式2：T1-T2
開關狀態：S1處于截止，S2處于截止，DR處于截止
T1時刻，S1關斷，（Coss1+Coss2）和（Lr+Lm）諧振，Coss1充電，Coss2放電，直到T2時刻，Coss1的電壓充電到VIN，Coss2的電壓放電到0。
圖4：模式2的等效電路
Coss2的電壓VSW放電到0后，其體內寄生二極管DS2導通，將其二端電壓箝位到0。
3、模式3：T2-T3
開關狀態：S2處于導通，S1處于截止，DR處于截止
T2時刻，DS2導通箝位。在T2之后某一時刻開通S2，此時由于DS2導通，S2的VDS電壓為0，因此S2是零電壓開通ZVS。
（a）模式3的DS2導通
（b）模式3的S2 ZVS開通
圖5：模式3的等效電路
這個階段開始時，諧振電容的電壓VCr會稍微增加，次級繞組Ns的正偏電壓也會增加，但其電壓仍低于輸出電壓Vo，因此次級整流二極管DR不會導通。
在T3時刻，次級繞組的電壓VNs增加到輸出電壓Vo，因此次級整流二極管DR導通。
4、模式4：T3-T4
開關狀態：S2處于導通，S1處于截止，DR處于導通
在T3時刻，DR導通，輸出電壓反射到原邊繞組Np，其電壓變為：
VNp = -nVo
此時，Lm和Lr分開，形成各自的回路：
（1）Lm電感儲存的能量通過次級繞組，向輸出負載傳輸。
（2）Lr、Cr和電壓源-nVo串聯諧振，滿足下面條件：
諧振電容Cr反射到次級輸出端，次級電流波形為正弦波，其頻率就是變壓器的寄生電感和諧振電容Cr所決定，這部分能量也通過次級繞組，向輸出負載傳輸。
因此，次級整流二極管的電流iDR為iLr和iLm的電流差值：
iDR = (iLm–iLr)*n
在這個階段，Lr和Cr串聯諧振，iLr過0后，反向繼續諧振；然后，經過一段時間， iLm也過0，反向激磁繼續增加。
（a）模式4的DR導通
（b）模式4的iLr過0后反向增加
（c）模式4的iLm過0后反向增加
圖6：模式4的等效電路
在T4時刻，iLr和iLm的電流相等：
iLr=iLm
次級繞組的電流減小到0，DR關斷，ZCS關斷，同時，在T4時刻，S2關斷。
5、模式5：T4-T5
開關狀態：S1處于截止，S2處于截止，SR處于截止
T4時刻，同時關斷SR和S2，（Coss1+Coss2）和（Lr+Lm）諧振，Coss1放電，Coss2充電，直到T5時刻，Coss2的電壓充電到VIN，Coss1的電壓放電到0。
圖7：模式5 的等效電路
Coss1的電壓放電到0后，S1的體內寄生二極管DS1導通，將其二端電壓箝位到0。
6、模式6：T5-T6
開關狀態：S1處于導通，S2處于截止，SR處于截止
T5時刻，DS1開通，Lr和Lm的電流相等且同時反向激磁，增加到反向電流的最大值；然后在正向電壓的作用下，從反向電流的最大值逐漸減小，在T6時刻其電流減小到0，然后繼續正向增加，進入下一個同期。
在T5之后某一時刻開通S1，此時由于DS1導通，S1的VDS電壓為0，因此S1是零電壓開通ZVS。
（a）模式6的DS1導通
（b）模式6的S1 ZVS導通
（c）模式6的Lm正向激磁
圖8：模式6的等效電路
圖2：非對稱反激變換器波形
