【導(dǎo)讀】一般而言，在高輸出電流隔離式DC-DC電源應(yīng)用中，使用同步整流器（尤其是MOSFET）是主流趨勢。高輸出電流還會在整流器上引入較高的di/dt。為了實現(xiàn)高效率，MOSFET 的選擇主要取決于導(dǎo)通電阻和柵極電荷。然而，人們很少注意寄生體二極管反向恢復(fù)電荷(Qrr)和輸出電容(COSS)。這些關(guān)鍵參數(shù)可能會增大MOSFET漏極上的電壓尖峰和振鈴。一般而言，隨著MOSFET擊穿電壓額定值的增大，導(dǎo)通電阻也會增大。
本文提出一種數(shù)控有源鉗位吸收器。該吸收器既可消除同步整流器上的電壓尖峰和振鈴，還能發(fā)揮設(shè)計指南作用；在隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器（如半橋和全橋拓?fù)浣Y(jié) 構(gòu)）中擁有多種其他優(yōu)勢，同時還能提高可靠性，降低故 障率。
簡介
人們總是希望使用平均故障間隔時間(MTBF)較高的高可靠性電源。要打造穩(wěn)健的設(shè)計，可以使用額定擊穿電壓較高的開關(guān)。但這樣做會喪失一定的效率。因此，高效率和高可靠性在實際應(yīng)用中往往不可兼得。作為新一代電源解決方案的一部分，工業(yè)界一直對高效率隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器保持著穩(wěn)定的需求。這就要求在副邊使用同步整流器。整流器的額定值一般是器件電 壓尖峰的1.2至1.5倍。電壓尖峰由漏感、寄生走線電感和整流 器輸出電容(COSS)形成的諧振所導(dǎo)致，諧振峰值可能高達(dá)整流器 穩(wěn)態(tài)反向電壓的兩倍。一種解決方案是用無源吸收器充當(dāng)RC1或 RCD2。雖然這些器件非常流行，但有損耗，會導(dǎo)致效率略微下 降。用于制造無損吸收器的部分技術(shù)采用的是再生吸收器（如 LCD3），但吸收器僅用于原邊開關(guān)，或者只在電源開關(guān)關(guān)閉而 非開啟期間使用RC吸收器。其他技術(shù)4,5運用泄漏電能來驅(qū)動小 型高效率轉(zhuǎn)換器，饋入輸出電壓終端。但這要求使用更多的元 件。其他技術(shù)6則將有源鉗位吸收器用于全橋相移拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以 便消除在ZVS軟開關(guān)應(yīng)用中由原邊諧振電感導(dǎo)致的諧振，但僅限于低占空比應(yīng)用。
本文將深入探討有源鉗位吸收器電路及其數(shù)字實現(xiàn)方式，該吸收器電路可以避免電壓偏移，特別是能消除MOSFET中寄生二極管的反向恢復(fù)損耗，還具有多種其他優(yōu)勢。轉(zhuǎn)換器（僅副邊）功率級示意圖如圖1所示。
圖1. 功率轉(zhuǎn)換器副邊（圖中所示為有源鉗位）
圖1展示的是一款隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器的副邊。副邊由同步整流 構(gòu)成，同步整流表現(xiàn)為連接變壓器的H-橋。另外還有輸出濾波 器電感(LOUT)和輸出濾波器電容(COUT)。有源鉗位開關(guān)是一個P溝道 MOSFET，用于轉(zhuǎn)換柵極信號電平的柵極驅(qū)動由一個電容和一個二極管構(gòu)成。
高頻等效電路
在高頻視圖中，大電感和大電容分別處于開路和短路狀態(tài)，電路分析中只使用寄生和諧振電感及電容。利用這種方法可以簡化電路，以便分析交流電流。該方法特別適用于諧振拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和使用吸收器的場合，因為在緩沖周期中，高頻電流會選擇阻抗最低的路徑。
電路的交流視圖如圖2所示。輸出濾波電感和電容分別處于開路和短路狀態(tài)。在電路中，MOSFET的輸出電容和漏電電感保持原樣。重點是轉(zhuǎn)換器的副邊，因為原邊電壓源已短路并且對分析無用。
圖2. （左）功率轉(zhuǎn)換器副邊AC視圖（圖中所示為有源鉗位）（右）簡化的AC視圖。
同步FET有源鉗位電路的工作原理
在分析中，我們假設(shè)，吸收器電容足夠大，能維持電壓恒定不變。在續(xù)流間隙（在圖3中，SR1和SR2均開啟），四個副邊開 關(guān)(MOSFET)全部開啟。受有限上升和下降時間以及柵極驅(qū)動信 號傳播延遲變化的影響，同步整流器信號之間始終存在較短的 死區(qū)時間。在該死區(qū)時間期間，MOSFET的寄生二極管會導(dǎo)通以續(xù)流。其后是下一半開關(guān)周期，此時，原邊MOSFET的另一個引腳啟動。這會導(dǎo)致變壓器繞組上的極性發(fā)生變化，同時關(guān)閉同 步整流器體二極管。然而，只要反向恢復(fù)電荷(Qrr)未耗盡，同步MOSFET的寄生二極管就不會關(guān)閉。方向如圖2所示。該Qrr被視為作為前沿尖峰從變壓器反映到原邊的多余電流。這還會增大同步MOSFET漏極上的電壓尖峰。反向恢復(fù)電荷的大小由下式 計算得到：
圖3
圖4a. trr間隔捕獲反向恢復(fù)能量期間的工作情況
圖4b. 負(fù)載中釋放的能量
漏電電感和走線電感（極性如圖2所示）導(dǎo)致的電壓尖峰由有 源鉗位吸收器吸收。有源吸收器開關(guān)可以在寄生二極管開啟后 在ZVS時打開。然而，當(dāng)有源鉗位吸收器開啟時，吸收器電容會吸收反向恢復(fù)電流并把捕獲的能量重新注入副橋和負(fù)載中。由于通過吸收器電容的凈電流為零，所以只要轉(zhuǎn)換器工作于穩(wěn)態(tài)下，吸收器就會維持電荷平衡。
設(shè)計指南
1. 估算漏電電感
讓轉(zhuǎn)換器在無吸收器的條件下工作，測量同步MOSFET漏極上振 鈴電壓尖峰的諧振頻率和周期(f1)。另外，測量原邊電流波形上的前沿尖峰（應(yīng)等于trr）。要估算漏電電感，要使電容的已知值(C2)至少比MOSFET漏極/源極電容大一個數(shù)量級。用下式測量 振鈴頻率(f2)，計算電容(COSS)和漏電(LLK)電感：
2. 選擇有源鉗位吸收器電容
選擇一個輸出電容至少為同步MOSFET輸出電容10至100倍的吸收器電容。這是因為有源吸收器開關(guān)會有一條低阻抗路徑。然而，吸收器電容的選擇必須做到：
其中，Ts為開關(guān)周期。
在下列最小延遲條件下打開有源鉗位吸收器：
這兩項為驅(qū)動器的傳播延遲和原邊MOSFET的驅(qū)動信號上升時間。這個時序非常重要，因為必須捕獲MOSFET體二極管的全部反向恢復(fù)能量。該時間取決于同步MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性（Qrr、trr、Irr），可能隨器件上的溫度、負(fù)載電流和反向電壓等因素而變化。延遲時間和吸收器導(dǎo)通時間可以用本文所述方法精確設(shè)置以針對不同的開關(guān)特性進行優(yōu)化。
確定鉗位電容值的另一種方法是使用以下公式。該公式基于諧振周期，在此期間，將漏電電能釋放到鉗位電容中。
該值的范圍為：
為了避免在第1點上觀察到過多的振鈴，導(dǎo)通時間應(yīng)不超過一個或兩個諧振周期，否則，會出現(xiàn)過多的連續(xù)振鈴。或者，吸收器的導(dǎo)通時間可以取上面第1點中觀察到的前沿尖峰的導(dǎo)通時間的近似值（如trr）。過多的導(dǎo)通時間只是會導(dǎo)致能量再諧振幾個周期，可以在原邊電流波形中看到這一點（圖8和圖9）。
3. 選擇吸收器開關(guān)
(1)的一個簡化版本是使用MOSFET數(shù)據(jù)手冊中的最差條件限值。以下公式更加詳細(xì)地展現(xiàn)了電容中電流的情況：
使用因子2是因為考慮的只是半個開關(guān)周期，對于全橋或半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該過程發(fā)生兩次。另外，在圖1中，由于兩個開關(guān)關(guān)閉，所以反向恢復(fù)電荷會增加一倍。因此，總電流為：
其中，在全橋配置下，C為2；在中心抽頭配置下，C為1；N為 并聯(lián)的MOSFET數(shù)目。這是通過有源吸收器開關(guān)的平均電流。
數(shù)字實現(xiàn)
有源鉗位吸收器的數(shù)字實現(xiàn)有兩個控制：控制1是吸收器延遲（自觸發(fā)器邊沿的吸收器PWM邊沿中的可調(diào)延遲）。控制2為吸收器PWM導(dǎo)通時間。觸發(fā)點為H橋?qū)呉_原邊PWM上升沿的邏輯OR（如OUTC和OUTD）。吸收器PWM并不要求像主控 PWM分辨率一樣高的分辨率（如125 ps）。結(jié)果，觸發(fā)所需時 鐘能支持較慢的速率（5 ns分辨率），這樣還能節(jié)能（40倍系 數(shù)）。這一概念也可以運用到副邊上有中心抽頭的功率轉(zhuǎn)換拓 撲結(jié)構(gòu)。另外，該概念也可以用于單個開關(guān)，在這些開關(guān)中，每個功率晶體管上會放置一個分立式有源鉗位開關(guān)吸收器單元。在這種情況下，有源鉗位FET的驅(qū)動信號取自同步整流器的下降沿。
圖5. 吸收器PWM的數(shù)字實現(xiàn)
ADP1055數(shù)字控制器提供了實現(xiàn)這一目標(biāo)的必要工具。借助直觀簡單的圖形用戶界面，只需幾分鐘就能完成有源鉗位吸收器的優(yōu)化。ADP1055提供了兩個選項來設(shè)置吸收器PWM，即通過SR1 和SR2的邏輯組合或通過OUTC和OUTD信號的邏輯組合。在兩種情況下，可以用兩個選項配置吸收器PWM，如圖6和圖7所示。在上述所有情景下，都可以用吸收器延遲（設(shè)置死區(qū)時間）和吸收器導(dǎo)通時間微調(diào)優(yōu)化參數(shù)。借助兩個信號的邏輯組合和極性選擇功能，用戶完全可以自由地選擇適當(dāng)?shù)奈掌鹘M合。
圖6. 使用選項1（SR1和SR2）的吸收器時序
圖7. 使用選項2（OUTC和OUTD）的吸收器時序
全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的實驗結(jié)果
為了進行實驗驗證，選擇的隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器，其額定輸入為48 V，額定輸出為12 V、20 A，開關(guān)頻率為125 kHz。拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為全橋，帶一個副邊，如圖1所示。
圖8展示了使用不正確的吸收器導(dǎo)通時間會導(dǎo)致多余振鈴，同時 還展示了同步MOSFET的振蕩漏極電壓，后者也反映在原邊電流中。前沿尖峰也很嚴(yán)重，會導(dǎo)致不必要的EMI。
圖8. 過多的吸收器導(dǎo)通時間
圖9所示為優(yōu)化的吸收器導(dǎo)通時間，其中，在同步MOSFET的漏極電壓上無振鈴。同時，前沿尖峰也幾乎消除了。
圖9. 優(yōu)化的吸收器時序
圖10所示為同步MOSFET在有源鉗位吸收器不存在條件下的漏極電壓。電壓偏移可能非常嚴(yán)重，達(dá)穩(wěn)態(tài)電壓的1.5倍，并且MOSFET有可能進入雪崩條件。
圖10. 不存在有源鉗位吸收器
圖11所示為有源鉗位吸收器的有效性。前沿尖峰被完全消除， MOSFET漏極上無振鈴。
圖11. 存在有源鉗位吸收器
圖12. 0 A負(fù)載條件下的吸收器有效性
- 綠線：SR漏極，10 V/div
- 藍(lán)線：鉗位FET柵極-源極電壓，5 V/div
- 黃線：負(fù)載電流，10 A/div
圖13. 20 A負(fù)載條件下的吸收器有效性
- 綠線：SR漏極，10 V/div
- 藍(lán)線：鉗位FET柵極-源極電壓，5 V/div
- 黃線：負(fù)載電流，10 A/div
半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的實驗結(jié)果
對半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進行了額外的實驗驗證，額定輸入為48 V，額定輸出為9 V、200 W，開關(guān)頻率為180 kHz。
圖14. 有源鉗位吸收器禁用
- 紅線：SR1漏極，5 V/div
- 藍(lán)線：SR2漏極；5 V/div
- 綠線：吸收器PWM，5 V/div
圖15. 有源鉗位吸收器使能
- 紅線：SR1漏極，5 V/div
- 藍(lán)線：SR2漏極；5 V/div
- 綠線：吸收器PWM，5 V/div
圖16. 有源鉗位吸收器條件下軟啟動期間的SR漏極波形
- 黃線：吸收器FET柵極-源極電壓，5 V/div
- 紅線：SR1漏極，10 V/div
- 藍(lán)線：SR2漏極，10 V/div
- 綠線：輸出電壓，2 V/div
圖17. 有源鉗位吸收器條件下軟啟動期間的SR漏極波形
- 黃線：吸收器FET柵極-源極電壓，5 V/div
- 紅線：SR1漏極，10 V/div
- 藍(lán)線：SR2漏極，10 V/div
- 綠線：輸出電壓，2 V/div
圖18. 短路測試過程中的SR漏極電壓
- 黃線：負(fù)載電流，5 A/div
- 紅線：SR1漏極，10 V/div
- 藍(lán)線：SR2漏極，10 V/div
- 綠線：輸出電壓，2 V/div
布局考慮
圖8所示為上述半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的布局。關(guān)鍵點是通過縮短環(huán)路或?qū)⑵湎拗圃谳^窄區(qū)域，減小鉗位環(huán)路的寄生電感。否則會降低鉗位的有效性，并在鉗位周期內(nèi)導(dǎo)致高頻振鈴。
圖19. 有源鉗位吸收器布局
結(jié)論
本文展示了有源鉗位吸收器電路在隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器高輸出電流應(yīng)用中的數(shù)字實現(xiàn)方式。提出的有源-鉗位方案具有多種優(yōu)勢，比如更低的鉗位電壓，可以降低MOSFET 額定擊穿電壓，從而提高效率。同時還消除了振鈴，結(jié)果可以減少電磁干擾(EMI)。這是一種低成本的簡單電路，驅(qū)動方案也很簡單。另外，與需要額外電感的其他有源吸收器相比，還可以節(jié)省PCB板空間。整體而言，電源的可靠性得到了大幅提升。此外，消除了前沿尖峰，結(jié)果降低了對原邊開關(guān)的壓力。另外，更高的效率可以降低發(fā)熱量，這對散熱困難的受限區(qū)域中的模塊非常有用。
ADP1055數(shù)字控制器提供了實現(xiàn)上述任務(wù)的必要工具，無需編寫復(fù)雜的程序或代碼。ADP1055還支持多種其他功能，比如黑盒、軟停、命令掩碼、非線性增益等。
參考電路
1 K. Harada, T. Ninmomiya, and M. Kohno.“Optimum Design of RC Snubbers for Switching Regulators.”（優(yōu)化開關(guān)調(diào)節(jié)器RC吸收器的設(shè)計）IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Vol. AES–15, pp. 209–218, 1979.
2 C.G.Steyn.“Optimum Size of Dissipative Nonlinear Turn-Off Snubber.”（耗散式非線性關(guān)機吸收器的最佳尺寸）IEE Proceedings, Vol. 135, Pt. B, No. 4, 1988.
3 C.K.Huang, C.T.Chen, H.H.Nien, S.K.Changchien, and H.W.Shieh.“Optimal Design of Lossless Passive Snubber for DC/DC Converters.”（面向DC/DC轉(zhuǎn)換器的無損無源吸收器的優(yōu)化設(shè)計）First International Conference on Innovative Computing, Information and Control, Vol. 1, pp. 559–602, 2006.
4 M. Cacciato and A. Consoli.“New Regenerative Active Snubber Circuit for ZVS Phase Shift Full-Bridge Converter.”（面向ZVS相移全橋轉(zhuǎn)換器的新型再生有源吸收器電路）Applied Power Electronics Conference and Exposition, pp. 1507–1511, 2011.
5 T. F. Wu, Y. C. Chen, J. G. Yang, and C. L. Kuo, (2010).“Isolated Bidirectional Full-Bridge DC–DC Converter with a Flyback Snubber.”（帶反激式吸收器的隔離式雙向全橋DC–DC轉(zhuǎn)換器）IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 27, No. 7, pp. 1915–1922.
6 J.A.Sabate, V. Vlatkovic, R.B.Ridley, and F.C.Lee.“High Voltage High Power, ZVS Full-Bridge PWM Converter Employing an Active Snubber.”（采用有源吸收器的高電壓高功率、ZVS全橋PWM轉(zhuǎn)換器）IEEE APEC 1991, ~158–16.
本文轉(zhuǎn)載自亞德諾半導(dǎo)體。
推薦閱讀：
