【導讀】本次內容介紹DCDC輕載工作模式技術文章分享給大家，特別是其中的突發模式作為凌特的專利，很長的一段時間曾讓很多想設計輕載高效的電源IC的公司為之頭痛，如今輕載高效已經成為眾多電源IC的一個基本的要求，有些產品如AOZ3015，12V-5V/10mA的輕載效率已經達到85%以上。
目前高頻高效的DCDC變換器的應用越來越廣泛。通常在滿輸出負載時，DCDC變換器工作于CCM即連續電流模式。但是，當系統的輸出負載從滿載到輕載然后到空載變化的過程中，系統的工作模式也會發生相應的改變。
下面以降壓型Buck變換器為例說明DCDC變換器輕載時的工作模式。降壓型Buck變換器在輕載有三種工作模式：突發模式、跳脈沖模式和強迫連續模式。下面將詳細的闡述了這三種模式的工作作原理及其它們的優點及缺點。在實際的應用中，應該根據系統對輸出紋波和效率的具體要求來選取相應的工作模式。
1 跳脈沖模式
對于恒定頻率的常規的非同步Buck控制器，通常電感的電流工作于CCM連續電流模式，電感的平均電流即為輸出的負載電流。當負載電流降低時，電感的平均電流也將降低；當負載電流降低時一定值，變換器進入臨界電流模式。此時，若負載電流進一步的降低，電感的電流回到0后，開關周期還沒有結束，由于二極管的反向阻斷作用，電感的電流在0值處保持一段時間，然后開關周期結束，進入下一個開在周期，此時變換器為完全的非連續電流模式。
變換器進入非連續電流模式后，若負載電流仍然進一步的降低，為了維持輸出電壓的調節，高端的開關管的開通時間將減小，直到達到控制器的最小導通時間。高端的開關管的開通時間達到控制器的最小導通時間后，若負載電流仍然的降低，控制器就必須屏蔽掉即跳掉一些開關脈沖，以維持輸出電壓的調節。這種控制方法即為跳脈沖模式。
同步的Buck變換器檢測下管的電流，當下管的電流接近于0時，系統就工作在非同步的方式，也就是下管不工作，依靠下管內部寄生的反并聯二極管，提供續流回路。
圖1：跳脈沖模式
跳脈沖模式可以在最寬的輸入電流范圍內提供恒定頻率的不連續電流操作，防止反向電感器的電流。由于控制器允許調節器跳掉一些不需要的脈沖，相比于連續模式操作，提高輕載的效率，但其輕載的工作效率不如突發模式操作，其輕載的輸出紋波不如連續模式操作。跳脈沖模式的確提供了一種工作效率和噪聲的折衷方案。
2 突發工作模式
Buck突發模式的原理圖見圖2所示。VFB為輸出電壓反饋腳，VEA為電壓誤差放大器，VREF為參考電壓，突發工作模式比較器上限電壓和下限電壓為VH和VL，通過檢測ITH管腳電壓VC來檢測輸出負載的變化。
正常工作時，系統不會進入突發工作模式，突發工作模式比較器不工作，當輸出負載降低時，輸出電壓將提高，VFB相應的也提高，由于VEA為負反饋，因此VC隨之降低。當輸出負載降低到一定的值時，系統進入到輕載模式后，突發工作模式比較器開始工作，接管對ITH管腳電壓VC的控制，突發工作模式比較器的輸出信號使控制電路將高端MOSFET的輸出驅動關斷，高端MOSFET停止開關操作，此時輸入不再向輸出端傳輸能量，輸出的大電容將維持低的輸出負載，因此輸出電壓慢慢的降低，VFB相應的也降低，VC隨之提高。
輸出電壓繼續的降低，VFB的電壓相應的也繼續的降低，VC隨之繼續提高。經過一段長的時間后，VC電壓將增加到等于VH，突發工作模式比較器輸出信號翻轉，控制電路使能高端MOSFET的驅動輸出信號，高端MOSFET進入開關操作，系統進入正常的PWM操作，由于輸入的能量大于輸出負載所消耗的能量，因此輸出電壓將隨之提高。
當輸出電壓提高到一定值時，VC電壓降低，VC電壓降低到VL時L，突發工作模式比較器輸出又一次的翻轉，重新關斷高端MOSFET的驅動信號，系統再一次停止工作。如此反復，這種工作模式即為突發工作模式。
突發模式比較器控制高端開關管工作，高端開關管工作的時間很短，停止工作的時間很長，極大的降低了開關損耗，在此期間，芯片內部的許多功能停止工作，減小內部靜態電流的消耗，因此提高系統的效率。
另一方面由于高端開關管停止工作的時間很長，輸出電容將維持輸出的負載的能量，輸出電容的電壓降低幅度較大，因此輸出電容的紋波電壓大，即輸出的紋波電壓大。突發工作模式比較器的上下門限電壓決定了輸出電壓紋波值。
圖2：突發模式
這種模式和滯回電壓模式有點類似，但不同的是，這種模式通過內部的檢測確定輸出負載的變化，從而決定系統是否進入輕載的突發模式。在突發模式中，比較器輸出信號翻轉系統進入正常工作時，系統為正常的定頻PWM工作，高端MOSFET進入正常的PWM工作，此時系統工作在連續PWM模式或斷續與連續PWM并存的模式，能量很快的向輸出傳送，只要工作幾個周期后便停止工作。
3 強迫連續模式
強迫連續模式主要針對于同步Buck變換器，在正常工作時，強迫連續模式和跳脈沖模式一樣都工作于CCM模式。當輸出負載降低并降低到一定的值時，如前所述，跳脈沖模式將由CCM進入DCM模式，在電感的電流為0時續流二極管將自然關斷并維持關斷的狀態直到進入下一個開在周期。
對于強迫連續模式，在電感的電流為0，由于同步開關管仍然導通，因此輸出的電容電壓將反向加在電感上從而對電感反向激磁，電感的電流將從0反向增加到一定值，然后同步管關斷，主開關管導通，輸入電壓加在電感上，電感兩端的電壓為正電壓，電感的電流將從一定負值正向增加，在過0后繼續正向增加到一定值,這也是所謂的輸出電流倒灌現象。
圖3：強迫連續模式
主開關管和同步開關管在每個開關周期都在工作，因此開關的功耗大，系統的效率極低。低輸出負載條件下，在每個開關周期，高端的主開關導通時，從輸入端向輸出負載傳輸的能量大于實際負載所需要的能量，因此必須依靠同步開關管的導通，使輸出電壓對電感反向激磁，從而將多余部分的能量儲存在電感中，以維持輸出的調節。這部分的能量只是在電感中來回的交換，并沒有消耗在實際的負載中。由于電感有磁損耗（磁芯中的功率損耗）和銅損耗（導線電阻的損耗）能量，因此也進一步的降低的效率。然而也正是因為主開關管和同步開關管在每個開關周期都在工作，即使在輕負載的條件下，在每個開關周期，輸入和輸出的能量能夠得到平移，因此輸出電壓的紋波也最小。
這種效率最低的操作模式適合于一些特定的應用。在該模式中，輸出可以供電流也可以吸收電流，因此可以應用于DDR存儲器的供電。另外，在一些通訊系統中，即使是在輕負載的條件下仍然需要低的輸出電壓紋波，因此也必須使用此種工作模式，而效率并不是主要的考慮因素。輸出紋波電壓和頻率在整個負載變化范圍內恒定，容易濾除噪聲，適合于通訊等要求干擾噪聲低的應用。在強制連續模式操作中輸出電流倒灌，然后處于開關管死區時間，電感的電流對輸入電容充電，其電壓提升，設計時要校核實際的輸入電壓最大值，使其小于相關元件的額定值。
4 三種模式的結果比較
設計輸入電壓為3.3V，輸出電壓為2.5V的同步Buck變換器，輸出滿負載電流為Io=1.25A，輕載電流Io=50mA，工作的頻率為1MHz，電感值L=2.2uH，輸出電容選取22uF陶瓷電容。
從圖4可見，在50mA的輕載輸出電流下，系統工作于跳脈沖模式時電感的電流為DCM模式，每個開關周期電感的電流過0并保持一段時間后才進入下一個開關周期；系統工作于突發模式時，主開關管停止開關操作的間歇時間為9uS，然后再開關操作3uS，輸出的電壓紋波峰峰值高達20mV；系統工作于強迫連續模式時，電感的電流過0后繼續反向增加到-100mA，然后從-100mA正向增加，過0后繼續正向增加到最大值。輸出的紋波很小，明顯的，電感的環流將影響系統的效率。
(a)跳脈沖模式 (b)突發模式 (c)強迫連續模式
圖4：輕載三種工作模式波形（Vin=3.3V, Vo=2.5V, Io=50mA）
從圖5可以看到三種模式輕載時的效率和輸出電壓的紋波比較，在三種模式中，突發模式具有最高的輕載效率和最大的輸出電壓紋波，強迫連續模式具有最低的輕載效率和最小的輸出電壓紋波，跳脈沖模式則介于二者之間。
(a)三種模式效率比較 (b)三種模式輸出紋波比較
圖5：輕載三種模式效率和輸出紋波
參考文獻：LTC3411數據表
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