【導讀】由于反激變換器的電路拓撲簡單，輸出與輸入電氣隔離，能高效提供多組直流輸出，升降壓范圍寬，因此在中小功率場合得到廣泛應用。本文利用反激變換器的特點，設計了利用分立元器件搭構的驅動控制電路，驅動反激變換器，為日后的集成化作準備。
驅動控制電路拓撲
圖1中，V8為振蕩電路產生的振蕩脈沖，其占空比為50％，由該脈沖決定開關器件的工作頻率。V1為原邊電流采樣電阻上的壓降，V2為輸出電壓的反饋值，V3是用于驅動開關管的信號。V2經過PI調節器進行誤差放大后輸入到比較器的反向端，與輸入到比較器同向端的經過誤差放大后的V1值進行比較，從而決定V3的脈寬大小。邏輯電路產生的信號經過輸出級后用來驅動MOSFET的開通和關斷，該信號（V3）的占空比與輸出電壓的反饋值V2成反比，實現電壓反饋式的控制環，同時，該信號的占空比還與輸入的直流電壓值成反比，以實現電路的前饋控制。V3信號由經過放大后的原邊電流的采樣電阻上的電壓值和經過PI調節器的輸出電壓的反饋值共同來控制。圖2為各個反饋信號的誤差放大值、振蕩脈沖V8以及MOSFET的驅動信號V3波形。圖2中1）為振蕩脈沖V8的波形，2）為驅動信號V3的波形，3）、4）為電壓反饋和電流反饋值經過誤差放大后的波形（V2和V1的波形）。
圖1：PWM邏輯電路及輸出電路
由圖2可知，當反饋電流的誤差放大值V1大于反饋電壓的誤差值V2時，比較器就輸出高電平，驅動信號變成低電平，使MOSFET管關斷，直到下一個振蕩脈沖到來，MOSFET管才開通，因而可以看出，該電路采用的是電流的峰值控制。
圖2 ：PWM波形圖
圖3為啟動電路圖。
圖3 ：啟動電路圖
該啟動電路由雙極性晶體管Q1，穩壓二極管D1,D3和二極管D2以及電容C1構成。在電路啟動的初期，輸入的直流電源通過雙極性晶體管Q1給電容C1充電，使電路開始工作。等到反饋的電壓值Feedback比電路中的穩壓二極管D1的穩壓值大時，雙極性晶體管Q1被關斷，該電路停止工作。PWM比較器的工作電壓由Feedback信號提供。這種電路的優點是可以有效地減小損耗，而很多國外產品的啟動電路是由大電阻和電容構成，因而在電阻上將會有一定的損耗。
在圖1的驅動控制電路中，我們還可以看到，該電路有逐周電流檢測功能。逐周的峰值漏極電流限制電路以原邊電流的采樣電阻作為檢測電阻。器件內部的PI調節器的輸出值設有＋5V的電壓限制，而采樣電阻上的電壓值放大5倍后與PI調節器的輸出值進行比較，故設計電路時就可以精確地計算出電流峰值，通過選定采樣電阻值和原副邊的匝數比來進行電流限制。當MOSFET的漏極電流太大使采樣電阻上的壓降放大后超過＋5V的閾值時，MOSFET就會被關斷，直到下一個時鐘周期開始。
動態性能試驗
1）負載變化時輸出電壓的動態特性
當負載變化時，輸出電壓也在瞬間變化，然后反饋到控制引腳，器件內部的控制電路就會做出相應的調整，改變MOSFET器件開關的占空比，以實現輸出電壓穩定的目的。
圖4（a）是負載變小時輸出電壓波形的變化情況。負載變小，輸出電壓變大，導致電壓反饋的誤差放大值變小，脈寬調制器的輸出波形的占空比變小，使輸出電壓變小，最終使輸出電壓趨向于穩定值。此時，輸出電壓的反饋值為＋5V。
圖4（b）是負載變大時的輸出電壓波形。同理，可以分析出輸出電壓的變化過程。
圖4：負載變化時輸出電壓的動態特性圖
在同一個輸入電壓不同負載情況下MOSFET器件的uDS的波形如圖5所示。
圖5：負載變化時開關管的uds波形
圖5上半部分是負載為40Ω時的波形，圖5下半部分是負載為30Ω時的波形。由圖5可知，在不同負載下，MOSFET器件開關的占空比是不相同的，負載大則MOSFET器件的導通時間長。
2）輸入電壓變化時輸出電壓的動態特性
當輸入電壓發生變化時，輸出電壓也會在瞬間隨著發生變化，由于輸入電壓的變化直接導致輸入電流的變化，在電流采樣電阻上的壓降的上升斜率隨著變化，可以直接導致輸出占空比的改變，同時，輸出電壓的反饋環節同樣起著調節作用。圖6為輸入電壓變化時輸出電壓的變化情況。
圖6（a）為輸入電壓由200V減小到150V時的輸出電壓的波形。從圖中可以看出，經過短暫的時間調整后，輸出電壓重新趨向于穩定值，并且輸出電壓的變化非常小。
圖6（b）為輸入電壓由150V變到200V時的輸出電壓波形。
圖6 ：輸入電壓變化時輸出電壓的動態特性
本文在給出反激電路拓撲的基礎上，通過實際的分立元器件搭構實現該拓撲。給出多組試驗波形，以此分析了驅動控制電路的特點以及工作性能。試驗證明，這種電路控制方法簡潔，性能優良。該電路不僅可以應用于反激式電路，也可以應用于正激式和其它DC/DC電路中。由于所有元器件由分立元器件搭構，這就為將來的集成化，以至最終研制芯片提供了基礎，驗證了可行性。
