【導讀】在數模混合電路系統中，需要多個電源供電，為了減小外界供電電源的數量，實現系統供電電路的小型化。本文基于電流反饋型自激推挽電路設計出了+10V，200mA和-10V，100mA輸出的電源，+10V除了給電路系統的模擬芯片供電外還要給單片及供電的電壓調節芯片供電，-10V給模擬芯片供電，實現了供電系統的小型化和低成本。
自激推挽式直流變換器的基本原理
自激推挽式直流變換器的基本電路如圖1所示。參照圖1，當接通輸入直流電源Ui后，就會在分壓電阻R2上產生一個電壓，該電壓通過功率開關變壓器的Nb1和Nb2兩個繞組分別加到兩個功率開關V1和V1的基極上。由于電路的不完全對稱性使其中的一個功率開關首先導通。假設是功率開關Np1首先導通，那么功率開關Nb2集電極的電流流過功率開關變壓器初級繞組的二分之一V2，使功率開關變壓器的磁芯磁化，同時使其他的繞組產生感應電動勢。在基極繞組Nb2上產生的感應電動勢使功率開關V2的基極處于負電位的反向偏置而維持截至狀態。在另一個基極繞組Nb1上產生的感應電動勢則使功率開關V1的集電極電流進一步增加，這是正反饋的過程。其最后的結果使功率開關V1很快就達到飽和導通狀態，此時幾乎全部的電源電壓Ui都加到了功率開關變壓器初級繞組的二分之一Np1上。繞組Np1中的電流以及由此引起的磁通也會線性的增加。當功率開關變壓器磁芯的磁通量接近或達到磁飽和值+φS時，集電極的電流就會急劇地增加，形成一個尖峰，而磁通量的變化率接近于零，因此功率開關變壓器的所有繞組上的感應電動勢也接近于零。由于繞組Nb1兩端的感應電動勢接近于零，于是功率開關V1的基極電流減小，集電極電流開始下降，從而使所有繞組上的感應電動勢反向。緊接著磁芯的磁通脫離飽和狀態，促使功率開關V1很快進入截至狀態，功率開關V2很快進入飽和導通狀態。這時幾乎全部的輸入直流電壓Ui又被加到功率開關變壓器的另一半繞組Np2上，使功率開關變壓器磁芯的磁通直線下降，很快就達到了反向的磁飽和值-φS。上述過程周而復始，就會在兩個功率開關V1和V2的集電極形成方波電壓。
圖1：自激推挽式直流變換器的基本電路
實際工作電路的設計及主要元器件的選擇
實際設計的電源電路如圖2所示，電阻R1、Rb1、Rb2，穩壓二極管Dz，開關管V1、V2和變壓器的輔助繞組Nb1、Nb2構成了啟動電路；整流二極管VD1、VD2、VD3、VD4和電容C1、C2構成了整流濾波電路；RL1、RL2為負載。各參數的選擇介紹如下：
圖2：二次電源實際的工作電路圖
輸入電感L的選擇
在Royer變壓器的初級繞組中間抽頭上串聯一個電感就構成了電流反饋型電路。串聯電感后當鐵心飽和時，開關管上出現一個幅值很大的電流尖峰，電流變化率di/dt很大，但由于電感電流不能突變，變壓器中心抽頭處的電壓將下降到地電位，因此可以消除開關管導通和關斷時出現的電流尖峰。實驗中從場效應管D端觀察到的波形如圖3所示。
圖3：未加電感時開關管D端波形與加電感后時開關管D端波形
通過實驗可以看到：串入電感時晶體管的電流尖峰問題得到了很好地解決，降低開關管的損耗，效率得到了極大地提高，在沒有電感時效率大約僅有50％，而輸入端串入470uH電感后效率可以達到80％以上。
MOSFET代替晶體管避免磁通不平衡的影響
磁通不平衡是自激推挽式電路存在的一大缺點，主要是因為一個開關管導通的伏秒數略大于另一個，是磁芯略偏離平衡點而趨向飽和。飽和區的磁芯不能承受典雅，當相應的開關管再次導通時，開關管將承受很大的電壓和電流，導致開關管損壞。在推挽拓撲中使用MOSFET管，可以大大減少變壓器的磁通不平衡問題。首先，MOSFET管沒有存儲時間，在交替的半周期內，對于相等的柵極導通次數，漏極電壓導通次數總是相等。因此在交替的半周期中施加到變壓器上的伏秒數相等。第二，對于MOSFET管，Rds(on)的正溫度系數形成的負反饋阻止了磁通不平衡問題的產生。如果存在一定的不平衡磁通，磁芯就會沿著磁化曲線向上移動，從而產生了磁化電流。因此半周期內的總電流比另一個半周期內的總電流要大。但MOSFET管在更大的尖峰電流作用下，發熱會增加，它的Rds(on)增大，導通壓降也隨之增大。如果一個初級半繞組承受較大的電流，則其開關管管溫就會高一些，導通壓降增加，使繞組上的電壓下降，降低這一邊的伏秒數，磁芯又向磁化曲線的中心復位，恢復平衡。若在功率低于100W，且磁芯加氣隙的情況下使用MOSFET功率開關管，則一定不會出現磁通不平衡現象。為了增加電路的對稱性，設計時最好選擇雙MOSFET的芯片。
變壓器的設計
變壓器的設計是開關電源設計的重點和難點。為滿足開關電源提高效率、減小尺寸和重量的要求，需要一種高磁通密度、高頻低損耗的變壓器磁芯。本設計中選用TDK公司PC44材料的磁芯。按照輸出Vo1=10V，Io1=200mA，Vo2=-10v，Io2=100mA以及高頻變壓器的余量6％，則輸出功率Po=(10×0.2+10×0.1)×1.06=3.18W，根據繞線的要求，選擇了EPC13的磁芯，該磁芯的有效截面積Ae=12.5mm2。
變壓器線圈匝數的計算
初級繞組匝數可以由下式決定(假設Np1=Np2=Np)：
式中，U為施加在繞阻上的電壓幅值U=15(V)，Np為繞組匝數；Ae為磁芯面積0.125(cm2)；考慮到磁通飽和因素的影響，工作磁通密度B只取飽和磁通的0.6倍，即B=0.6×Bm ≈2000Gs；f工作頻率可由MOSFET的開啟時間和關斷時間求出，本文設計的開關電源的頻率為95kHz，根據以上參數可以計算出原線圈匝數：
Np1=Np2=16(匝)
輔助繞組Nb1、Nb2的計算：
計算功率開關變壓器兩個輔助繞組匝數時，應該考慮在輸入電壓最低時，輸出應大于MOSFET的開啟電壓；同時還要能夠保證在輸入直流電源電壓最高時，MOSFET的漏極峰值電流和電壓不能超過它的最大額定輸出電流和所能承受的最高漏一源擊穿電壓。為了減小兩個MOSFET在Ugs上的不一致所造成的影響，必須分別再串聯一個補償電阻Rb1和Rb2。為保證電路的對稱性Nb1=Nb2，這樣一來，功率開關變壓器基極繞組的匝數Nb1和Nb2可表示為：
式中Ub1為柵極繞組上的感應電動勢，約等于啟動點的電壓，Dz取3V的穩壓二極管，可以計算出：
Nb1=Nb2≈5(匝)
次級匝數Ns1和Ns2可由下式確定：
Vo為輸出電壓，Vmin為最小輸入電壓取14V，VD為整流二極管的導通壓降，取VD=1V，代入上式可得輸出為±10V時：
Ns1=Ns2≈13 (匝)
經公式計算出的變壓器匝數只能作為參考值，必須經過反復實踐變壓器匝數才能確定，經過反復實驗，本設計的電源Np1=Np2=20(匝)，Nb1=Nb2=7(匝)，Ns1=Ns2=16(匝)時，電源效率較高，因此變壓器繞制時原線圈40匝中心抽頭，輔助繞組14匝中心抽頭，次級線圈32匝中心抽頭。
輸出整流濾波電路
本設計選用了全波整流電路，全波整流變壓器輸出功率的利用率為100％，輸出直流電壓中的紋波較低。選擇輸出整流二極管時不僅要考慮耐壓值要合適，還要滿足開關特性好、反向恢復時間短的快恢復二極管；電容的選取不僅參考其電容值，還要考慮其耐壓值要高。
電源工作狀態測試結果及結論
對所研制的電源進行了測試，兩開關管G和D端的波形分別如圖4所示。
圖4：開關管D端的波形與開關管G端的波形
自激推挽式二次電源完全靠Royer電路工作，自振蕩頻率會自動調節到最佳效率，可以避免磁芯的深度飽和，減少EMI輻射，電源效率可達到80％以上。而且通過合理選擇功率開關和整流二極管，電路總的輸出阻抗就可以足夠小，在輸入電壓穩定的條件下，輸出就足夠穩定，而沒有必要再進一步穩壓。因此電路結構簡單，電子元器件較少，是電源電路小型化的首選方案。
該電源已獲得了應用，在實際工作中，性能穩定，可靠性高，抗干擾能力強。
