【導讀】最近，為了降低無源元件的尺寸并獲得快速動態響應，驅動頻率已被提高至MHz的數量級。但驅動頻率越高，開關損耗就越大。隨著開關頻率不斷增加，MOSFET的開關損耗將超過導通損耗。本文將介紹一種簡單的能夠降低或消除升壓轉換器開關損耗的LC諧振網絡，并詳細分析其工作模式。
在便攜式產品的各種DC/DC轉換器中，效率已逐漸成為有關延長電池壽命的熱門話題。在升壓轉換器或步進轉換器中，主要的開關損耗是在功率開關關斷時產生的，因為此時仍處于最大的電壓電流轉換條件。在非連續性電流模式（DCM）中，升壓轉換器的主要功率器件通過從零電流開始的一個軟啟動電流來導通。由于功率器件在高電壓零電流時導通，所以它的開關損耗非常小，可以忽略不計。鑒于電感電流的正斜率，其流入功率器件的電流在器件關斷時達到最大。因此，在DCM中，關斷損耗比導通損耗大。不過，導通損耗是在連續電流模式（CCM）下產生的，但其關斷損耗仍然大于導通開關損耗。本文所介紹的LC諧振電路，可降低或消除關斷開關損耗。
諧振電路的詳細描述
在升壓、降壓或升/降壓轉換器中，LC諧振網絡可按圖1所示實現。
(a)帶有無損耗LC網絡的升壓轉換器
(b)帶有無損耗LC網絡的降壓轉換器
(c)帶有LC網絡的升/降壓轉換器
圖1：帶有無損耗LC網絡的不同應用
圖1顯示了無損耗LC諧振網絡的不同應用實例。本文中，如圖2所示，LC諧振網絡被用于升壓轉換器。為簡化模式分析，假設功率器件和所有無源元件都是理想的。圖3顯示了帶有LC諧振網絡的升壓轉換器在各個時段的工作模式。本文提出的具有附加諧振網絡的升壓轉換器，它的工作可分為三種模式。首先，主開關Q是關斷的。電感電流iL（t）具有負斜率，通過電感L和輸出二極管Do流向負載，如圖3（a）所示。電壓VCr由一個正電平充電，并具有和輸出電壓Vo 相同的幅值，見圖3（a）。
圖2：帶有LC諧振電路的升壓轉換器
圖3：升壓轉換器中LC諧振電路的工作原理
模式1（t1≤t < t2）：在t = t1時，Q導通。電感Lr和電容Cr啟動諧振，諧振頻率及其周期Tr可計算如下：
（1）
（2）
由于諧振阻抗Zr=√（Cr/Lr），故諧振峰值電流Irpk為：
（3）
模式2（t2≤t < t3）：一旦Q導通，諧振電流就迭加到MOSFET的漏極電流上。在非連續電流模式（DCM）中，漏極電流從零開始。由于Lr和Cr產生的諧振，使得Cr 的電壓極性改變。如果電壓VCr 變得比DC輸入電壓更高，則D1導通。因此，在Q導通時（如圖3（c）和圖4所示），通過輸入電壓，VCr 被很好地箝位。在諧振周期Tr 之后，電感電流具有正斜率，并與圖3（e）所示的典型升壓轉換器的波形相同。電感電流峰值可計算如下：
（4）
這里，Iin是輸入平均電流，Ts是開關周期，D是占空比，定義為D （t3 - t1）/ Ts。若Q關斷，這種模式即結束。
模式3（t3 ≤t < t4）：如圖3所示，當Q關斷時，電感電流直接從MOSFET轉到Cr。負載電流由輸出濾波器提供，輸入電壓源沒有電流流出。因此，利用一個恒定諧振電流，Cr電壓從-Vin變為+Vo，如圖4所示。在這種條件下，MOSFET漏源電壓Vds具有一個斜率，因為它通過諧振電流Ipk從-Vin充電到+Vo。周期Td = t4 - t3之間的時間，可由下式求得：
（5）
故此，MOSFET漏極電壓正慢慢增加，同時其電流立即從MOSFET轉向到電容Cr，從而有效地降低關斷損耗。如圖3（h）所示，若電容電壓VCr超過輸出電壓幅值，那么D2會變為正向偏置，Cr經由D2-Lr-Do和輸出電路相連接。這樣一來，當Q關斷時，如圖4所示，通過輸出電壓Vo，Vcr得到很好的箝位。
圖4：LC諧振升壓轉換器的工作模式和主要波形
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實驗結果
圖5是用具有1.6MHz開關頻率的FAN5331實現的LC諧振升壓轉換器。如圖所示，LC諧振相關值有Cr = 53pF、Lr = 4.5mH、L = 10mH。因此，由式（1）可求得諧振周期為Tr=48.5ns。典型的輸入電壓為5.0V，輸出電壓設置為15.0V，負載電流為50mA。由開關頻率可求得開關周期Ts = 0.625ms，輸入輸出轉換占空比D = 0.67、Ton = 420ns及Toff = 205ns。
圖5：FAN5331實現的LC諧振升壓轉換器
由式（3）可知，諧振電流峰值Irpk=51.4mA，但實驗結果卻為40mA。當Vo=Vin=5.0V、Po=750mW時，平均輸入電流Iin為176mA、Pin=880mW。故由式（4）可算出峰值電感電流Ipk=280mA。
圖6顯示了帶有和沒有諧振LC網絡的傳統升壓轉換器的比較結果。如前關于工作模式中所闡述的，當Q導通時，諧振周期開 始。圖7顯示了Q導通或關斷時的SOA安全工作區域曲線。正如預料，當Q關斷時，傳統升壓轉換器的漏極橫截面上的電流電壓要高得多。漏極橫截面上電壓電流的詳細波形如圖8所示。實驗結果顯示，利用無損LC諧振網絡，開關損耗得以有效降低。
圖6：帶有和沒有諧振LC網絡的傳統升壓轉換器的比較結果
圖7：Q導通或關斷時的SOA安全工作區域曲線
圖8：漏極橫截面上電壓電流的詳細波形
諧振網絡中諧振電感電流的實驗結果如圖9所示。諧振周期Tr 測量值大約為50ns，與Cr=53pF、Lr=4.5mH時根據式（1）計算的結果一致。
圖9：諧振網絡中諧振電感電流的實驗結果
圖10顯示了無損耗諧振LC網絡的SOA曲線。比較圖7和圖10可看出，帶有LC諧振網絡的升壓轉換器的SOA比典型的沒有LC諧振網絡的升壓轉換器更好。圖11比較了帶有和沒有諧振LC電路的傳統升壓轉換器的效率，由圖可見，效率有顯著提高，尤其是當DC輸入電壓較低時。
圖10：無損耗諧振LC網絡的SOA曲線
圖11：帶有和沒有諧振LC電路的傳統升壓轉換器的效率
本文介紹了一種可獲得更高效率的LC諧振升壓轉換器電路，給出了詳細模式分析和設計指引。實驗結果顯示，這種LC諧振電路工作良好，可用于超便攜式應用以延長電池壽命。
