- 汽車音響開關電源原理
- 音響開關電源線路分析
- 驅動功率較小，驅動電路簡單，能使電路結構緊湊和小型化
- 截止頻率高，并且不需要加反向偏置
- 可實行簡單并聯
- 不會產生二次擊穿
汽車已開始進入我國家庭，性能優越的大功率汽車音響越來越受到青睞。以往汽車音響用電是直接取用12V鉛蓄電池，這樣汽車點火產生的脈沖及其它干擾便直接成為音響噪音的主要來源。12V低電壓單電源也使音響輸出功率受到限制，功放電路也只能用OTL電路，頻響特性較差。隨著元器件的發展和技術的進步，開關電源已完全能應用于汽車音響。它能提供電壓較高的雙電源，并能抑制各種噪音的竄入，功放電路也采用OCL電路，使汽車音響效果真正上了檔次，汽車音響應用開關電源符合技術發展的需要。
圖1為汽車音響開關電源電路，該電路主要由兩片集成電路TL494和KIA358、驅動管Q702和Q703、開關管M704～M709、變壓器、輸出整流器和濾波器等組成。TL494是一個脈寬調制型開關電源集成控制器，其最大驅動電流為250mA，工作頻率為1～300kHz，輸出方式可選推挽或單端形式。內部方框圖如圖2所示，詳細資料參考TL494脈寬調制控制電路。它主要由一個三角波振蕩器、兩個比較器CMP1和CMP2、兩個誤差放大器A1和A2、5V基準電壓源、觸發器及輸出驅動器等組成。
三角波振蕩頻率由5、6腳外接Ct、Rt決定，振蕩頻率fosc=1.2/Rt×Ct，三角波振蕩信號分別送到兩比較器，即死區時間比較器和PWM比較器，兩比較器輸出到或門電路。這樣，只有當振蕩信號電平幅值同時高于死區時間控制電平和誤差輸入電平時，或門輸出電平才產生翻轉。脈沖輸出受觸發器和13腳輸出方式控制，13腳接低電平時內部觸發器失去作用。本電路13腳接高電平(由14腳提供基準電壓5V)，輸出兩路脈沖分別受觸發器Q和Q控制，經兩或非門和推動管推挽輸出，最大輸出脈沖占空比為48%，頻率為三角波振蕩頻率的一半。
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死區時間由4腳電壓來設定，范圍為0~3.3V之間。誤差放大器A1作為輸出電壓取樣誤差放大，結果通過PWM比較器控制脈寬使輸出電壓穩定。誤差放大器A2作為保護控制用，15腳接參考電壓5V(由14腳提供)，16腳為控制輸入。在開機保護、過溫或過流保護時，16腳為高電平，這時，誤差放大器A2輸出高電平，該電平高于振蕩器三角波電平幅值，而使驅動器沒有驅動脈沖輸出，負載安全停電。
安全保護電路由KIA358電路來完成。出現異常情況時向TL494的16腳提供高電平。KIA358為雙運放電路(如圖3)。
運放A1作為過流保護用，6腳由TL494的14腳提供5V參考電壓。正常情況下，P/T端為高電平，5腳為低電平，所以7腳輸出低電平，TL494的16腳也為低電平。當由于運放出現過流或其它原因而使P/T端檢測到低電平時，5腳為高電平，且高于6腳參考電平，7腳便輸出高電平，保護動作。運放A2作為開機保護和過熱保護用，同相輸入端3腳電壓由控制電壓12V經兩電阻R707和R709分壓獲得。反相輸入端電壓由R710和熱敏電阻R708分壓獲得。R708在常溫下阻值為100kΩ左右，2腳電平高于3腳電平，1腳便輸出低電平。當溫度升高到近100℃時，熱敏電阻阻值降為低于10kΩ。2腳電平低于3腳電平，輸出翻轉，保護動作，紅色發光二極管亮。電容C712作為開機保護用，開機瞬間C712充電，而使2腳電平低于3腳電平，這時保護動作，紅色發光二極管亮。
當C712充電完畢，2腳電平高于3腳電平，1腳翻轉為低電平，紅色發光二極管熄滅，保護撤消，工作正常，只有綠色發光二極管亮。TL494的14腳參考電壓由12腳提供，12腳經二極管D712連接汽車電源鎖，只有當汽車打開電源鎖后，12腳才有工作電壓，電源工作才正常。TL494的9腳和10腳輸出由Q703和Q702緩沖后推動場效應管工作，再由變壓器升壓，并經整流和濾波后以穩定的正負電源形式向音響供電。作為開關管作用的Q702和Q703接法為無直流偏置。當TL494的9腳和10腳輸出驅動信號為高電平時，信號分別經二極管D711和D710加到FET柵極，這時Q703和Q702反偏截止。當驅動信號為低電平時，Q703和Q702導通，蓄積在FET柵極電容中的電荷快速放電，使FET關斷。
在元器件選擇和電路制作方面應考慮高頻率、大電源、高效率以及汽車音響方面的特定需要。
開關功率管選用金屬氧化物場效應管，相對雙極晶體管，功率FET有很多優點：
1.驅動功率較小，驅動電路簡單，能使電路結構緊湊和小型化；
2.截止頻率高，并且不需要加反向偏置；
3.可實行簡單并聯；
4.不會產生二次擊穿；
5.不存在存儲時間；
6.不會有熱擊穿。
由于蓄電池供電電壓只是12V，故主要考慮導通所能承受的電流值，功率較大時開關管應采用多管并聯形式。MOSFET在Vgs超過導通門限電壓后，漏極電流和柵極電壓的比值呈線性增長，漏極電流對柵極電壓的變化率即跨導Gfs在漏極電流較大時實際上是一個常數，從圖4跨導Gfs與漏極電流關系圖可看出，跨導的上升使MOSFET管的增益正比例提高，即導致漏極電流的增大，而這種情況又增大了輸入電容，因此，增設推動級使得有足夠電流對輸入電容充電，減小上升和下降時間，提高MOSFET的開關速度。
推動級又有足夠低的輸出阻抗避免電路正反饋振蕩。另外，MOSFET在高頻工作時容易產生振蕩，所以，在電路板設計時應盡可能減小與MOSFET管腳連接線的長度，特別是柵極引線的長度。否則須用一個小電阻與MOSFET管腳串接，并使小電阻盡量靠近管子柵極。本電路采用100Ω電阻與柵極串接，另加兩組RC回路R728、C707和R727、C708來改變MOSFET管的負載曲線，并吸收多余關斷MOSFET的能量，作為MOSFET管的開關保護電路。
變壓器的制作方面，首先必須根據輸出功率確定磁芯及其橫截面積S，它主要決定開關電源的效率。應保證變壓器在磁化曲線線性區工作。并確定最大磁通密度Bmax，最佳的起點是Bmax=Bsat/2。然后再根據所需功率選擇導線，再由N=V×104/4f×Bmax×S確定初級線圈圈數，其中f為工作頻率，V為工作電壓。并根據次級所需電壓確定次級線圈圈數。
不同音響所需電壓高低不同，可適當改變初、次級線圈圈數，及取樣電阻R717和R718阻值來獲取所需合適電壓。功率整流器不能采用普通整流二極管，由于開關電源工作于高頻狀態，故整流器應采用高效快速恢復二極管、超快速恢復二極管或肖特基勢壘整流二極管等。
輸出濾波電容要求其ESRmax值越小越好，ESRmax值大小對輸出波紋電壓有直接影響。ESRmax=△Iout/△Vout，其中Iout=0.25Ii(Ii為設計輸出電流)。△Vout為允許輸出波紋電壓的峰-峰值。最小輸出電容可由Cout=△Iout/8f△Vout得出(其中f為工作頻率)。實際用容量應遠大于Cout，因為濾波電容容量直接影響功放低頻的瞬態特性。
汽車音響開關電源把單12V電壓進行升壓，輸出正負電源，其工作環境為低電壓、大電流和高頻率。制作過程主要考慮大電流、高頻率這兩方面問題。印刷板設計必須注意大電流接地部分不設阻焊層，以便制作時上錫加厚，并注意接地面積大校工作于大電流的變壓器引腳應注意焊接工藝，防止發熱，各發熱器件須有良好的散熱。在汽車音響開關電源的設計上，只有注意元器件的選擇和印刷板布線及制作工藝，防止不必要的熱損耗和自激振蕩，才能制作出適合于特定要求的高品質開關電源。
