【導(dǎo)讀】RF 和微波儀器(比如信號(hào)和網(wǎng)絡(luò)分析儀)需使用寬帶掃頻信號(hào)來(lái)進(jìn)行大多數(shù)基本測(cè)量。但寬帶壓控振蕩器(VCO)通常會(huì)因最大限度擴(kuò)大調(diào)諧范圍所需的低 Q 和高 KVCO(VCO 的調(diào)諧靈敏度，單位：MHz/V)而具有最糟糕的相位噪聲。
RF 和微波儀器(比如信號(hào)和網(wǎng)絡(luò)分析儀)需使用寬帶掃頻信號(hào)來(lái)進(jìn)行大多數(shù)基本測(cè)量。但寬帶壓控振蕩器(VCO)通常會(huì)因最大限度擴(kuò)大調(diào)諧范圍所需的低 Q 和高 KVCO(VCO 的調(diào)諧靈敏度，單位：MHz/V)而具有最糟糕的相位噪聲。釔鐵石榴石(YIG)調(diào)諧振蕩器憑借良好的寬帶相位噪聲性能和一個(gè)倍頻程頻率調(diào)諧范圍巧妙地解決了該問(wèn)題，但體積可能較大且費(fèi)用昂貴，并且它的調(diào)諧電流可以達(dá)到數(shù)百 mA。當(dāng)然，該振蕩器仍需外部鎖相環(huán)(PLL)來(lái)閉合環(huán)路以及壓控電流源來(lái)提供調(diào)諧電流。
YIG 晶體球類(lèi)似具有高 Q 值的 LC 電路，其諧振頻率與外加磁場(chǎng)成線性比例關(guān)系。通過(guò)一個(gè)倍頻程或多倍頻程 GHz 范圍內(nèi)的單匝回路電流可調(diào)諧該振蕩器。YIG 調(diào)諧振蕩器的相位抖動(dòng)低，具有約 2 GHz 至 18 GHz 的寬頻段特性(線性明顯的調(diào)諧曲線)，是許多測(cè)量應(yīng)用的普遍選擇。
YIG 調(diào)諧振蕩器與集成 PLL/VCO IC 之間的性能差異正在縮小。例如，最新推出的集成 PLL/VCO IC (比如 ADI 的 ADF4355)與其前款產(chǎn)品相比，相位噪聲得到極大改善。該類(lèi)產(chǎn)品還通過(guò)設(shè)計(jì)技術(shù)解決了寬頻段調(diào)諧范圍問(wèn)題，比如將輸出頻率范圍分成多個(gè)相鄰的子頻段，其中每個(gè)子頻段都具有專(zhuān)用的頻段切換 VCO (類(lèi)似具有適中 KVCO 的單個(gè) VCO)(如圖 1 所示)，可增大調(diào)諧范圍。另外，輔助倍頻器和分頻器分別通過(guò)對(duì)上限頻率進(jìn)行倍頻和對(duì)下限頻率進(jìn)行分頻擴(kuò)大了 VCO 的頻率調(diào)諧范圍。例如，ADF4355 基本調(diào)諧范圍(3.4 GHz 至 7.2 GHz)的下限擴(kuò)展為 54 MHz 分頻。每當(dāng)進(jìn)行½分頻時(shí)，相位噪聲可改善 3 dB (如圖 2 所示)。
圖 1. ADF4355 PLL/VCO 中的多頻段 VCO 由一系列振蕩器組成，每個(gè)振蕩器調(diào)諧整個(gè)頻段的一部分并在整個(gè)頻段范圍內(nèi)保持統(tǒng)一的 KVCO 和 VTUNE。調(diào)諧電壓的曲線圖形似鋸齒，因?yàn)槊總€(gè)振蕩器都通過(guò)電壓可變電容和一次切換到的一個(gè)并聯(lián)的固定電容器最大限度擴(kuò)大每個(gè) VCO 的總體調(diào)諧范圍。
圖 2. 每次對(duì)輸出頻率進(jìn)行 1/2 分頻時(shí)，總體相位噪聲改善 3 dB。在本例中，對(duì) 3.4 GHz VCO 進(jìn)行 64 分頻所得到的相位噪聲要好于−130 dBc/Hz (53.125 MHz 時(shí)，偏移為 10 kHz)。
不過(guò)，即使集成 PLL/VCO IC 與 YIG 調(diào)諧振蕩器相比具有更寬的調(diào)諧范圍，仍存在以下問(wèn)題：YIG 調(diào)諧振蕩器的相位噪聲性能與最好的集成 VCO 相比，仍具有 12 dB 的優(yōu)勢(shì)。即使該性能差異可通過(guò)組合多個(gè)并聯(lián)的 PLL/VCO(如圖 3 所示)的輸出來(lái)縮小。輸出可疊加，且每次倍增并聯(lián)的 PLL/VCO 數(shù)可使相位噪聲改善 3 dB。例如，兩個(gè) ADF4355 PLL/VCO 可使相位噪聲改善 3 dB，四個(gè) ADF4355 PLL/VCO 可使相位噪聲改善 6 dB，八個(gè) ADF4355 PLL/VCO 可使相位噪聲改善 9 dB(如圖 4 所示)。
圖 3. 同步多個(gè) PLL/VCO 并組合其輸出后，每次倍增 VCO 數(shù)可使相位噪聲改善 3 dB。此處所示的四個(gè)并聯(lián)的 ADF4355 可使總體相位噪聲改善 6 dB。
圖 4. 與使用單個(gè) PLL/VCO 相比，鎖定相位并組合八個(gè) ADF4355 PLL/VCO 的輸出可使總體相位噪聲改善約 9 dB 此處的頻譜顯示單個(gè) ADF4355 的輸出相位噪聲以及八個(gè)同步 ADF4355 (并聯(lián)工作)疊加輸出的相位噪聲。
疊加 PLL/VCO 輸出的關(guān)鍵是調(diào)整所有振蕩器的輸出相位。本文所述示例使用四個(gè)并聯(lián)的 PLL/VCO。可以想到的是，在同一印刷電路板上放置頻率相同的四個(gè)鎖相環(huán)和壓控振蕩器會(huì)帶來(lái)各種難題。其中的主要難題是隔離。PLL 之間的隔離效果差可能導(dǎo)致注入鎖定(如圖 5 所示)現(xiàn)象，在這種情況下，振蕩器會(huì)優(yōu)先鎖定至強(qiáng)信號(hào)或諧波，而非鎖相環(huán)自身調(diào)諧電壓所選的頻率。兩個(gè)鎖定機(jī)制形成互調(diào)失真時(shí)，只要發(fā)現(xiàn)噪聲性能和雜散信號(hào)有略微降低，即可觀察到注入鎖定。如果失真更嚴(yán)重，該信號(hào)將更像調(diào)制載波而非連續(xù)正弦波。
圖 5. VCO 頻率鎖定到外部振蕩器而非其控制電壓時(shí)發(fā)生注入鎖定 結(jié)果是互調(diào)和相位噪聲增大。
隔離需要各種技術(shù)和電路。例如，使用緩沖器(本例中為 ADIADCLK948LVPECL 8:1 時(shí)鐘緩沖器)將參考信號(hào)緩沖到每個(gè) PLL (引腳 REFINA 和引腳 REFINB)。此外，最大限度減少串?dāng)_需要對(duì)源端和負(fù)載引腳進(jìn)行正確端接，并且盡可能靠近源端和負(fù)載端。另外還需接地的分流電容(18 pF)，以便在通過(guò)所需參考頻率時(shí)衰減 VCO 輸出的任何漏電流。
其他需要隔離的是電源線路。要實(shí)現(xiàn)所需隔離，每個(gè) PLL 都應(yīng)當(dāng)通過(guò)單獨(dú)的高性能穩(wěn)壓器(ADIADM7150)供電，分別用于每個(gè)+5 V 線路(VVCO、VP 和 VREGVCO)，而在本文中 VCO 電源更為重要。模擬(AVDD)線路、數(shù)字(DVDD)線路和輸出級(jí)(VRF)線路也需要 3.3 V，因此每條線路同樣使用各自的穩(wěn)壓器。只要去耦良好，可將每個(gè) PLL 上的 3.3 V 線路連接在一起。
在 RF 輸出級(jí)上，禁用輔助輸出(引腳 RFOUTB+和 REFOUTB–)并將其端接以確保不會(huì)生成任何不必要的噪聲。輸出 RFOUTA–端接 50 Ω負(fù)載，其互補(bǔ)輸出引腳 RFOUTA+饋入高隔離功率合成器(Marki Microwave, PBR0006SMG)。選擇該合成器可確保在共用輸出端提供組合信號(hào)，同時(shí)最大限度減少輸出級(jí)之間的耦合。為提高隔離性，一對(duì)合成器組合兩個(gè) PLL 的輸出，另一個(gè)合成器則疊加前兩個(gè)合成器的輸出。
最后，Laird 的現(xiàn)成屏蔽體進(jìn)一步隔離，以最大限度減少任何可能以電磁方式耦合 VCO 的雜散輻射。采取所有這些步驟可確保隔離效果最佳。
ADF4355 不但包含高分辨率的 24 位調(diào)制器(其允許生成 N 分頻值)，還包含允許微調(diào) RF 信號(hào)相位的電路。相位值要有用，需具有重復(fù)性。這就需要使用“相位再同步”功能。
對(duì)于相位再同步的最佳描述是，這一功能可在頻率更新后將小數(shù)分頻器(帶噪聲成形功能的Σ-Δ調(diào)制器)置于已知狀態(tài)。由于相位為相對(duì)測(cè)量值，再同步功能的定義為相位為 P1 的頻率 F1 變?yōu)轭l率 F2 時(shí)以及從該頻率變回頻率 F1 時(shí)，該功能應(yīng)當(dāng)使相位再次變?yōu)槭状螠y(cè)量時(shí)所得的 P1。使用該功能可調(diào)節(jié)相位以最大限度減少四個(gè) PLL 之間的相位差，從而獲得四個(gè) PLL 的最大總功率，實(shí)現(xiàn)最大限度的相位噪聲改善。除這些步驟外，同樣重要的是同時(shí)重置每個(gè) PLL 的計(jì)數(shù)器，使用芯片使能(CE)引腳進(jìn)行硬件掉電和上電即可輕松實(shí)現(xiàn)。
工藝和器件間差異意味著，我們無(wú)法假定每個(gè) PLL 之間的相位差，遵照重置和再同步步驟時(shí)，將足夠接近零以最大限度增大信噪比；因此需要外部校準(zhǔn)電路。
校準(zhǔn)步驟很簡(jiǎn)單：打開(kāi)單個(gè) PLL/VCO 并將其相位定義為相位零。依次打開(kāi)其他 PLL/VCO，更改其輸出相位，直到 PLL/VCO 的組合輸出功率達(dá)到最大，然后打開(kāi)下一個(gè) VCO 并再次調(diào)諧其相位，直到 PLL/VCO 的組合輸出功率再次達(dá)到最大。需注意的是，由于倍增了組合功率，因此在打開(kāi)第二個(gè) PLL/VCO 后，功率會(huì)發(fā)生最大變化；之后每個(gè) PLL/VCO 的差異會(huì)減少。實(shí)際上，這意味著并聯(lián)的 PLL/VCO 數(shù)每次倍增時(shí)，信噪比都會(huì)增大。也就是說(shuō)，兩個(gè)并聯(lián) PLL/VCO 可使信噪比增大 3 dB，四個(gè)可使信噪比增大 6 dB，八個(gè)可使信噪比增大 9 dB。當(dāng)然，功率合成器的復(fù)雜性也會(huì)倍增，因此四個(gè) PLL/VCO 為實(shí)際的上限，八個(gè)和 16 個(gè) PLL/VCO 并聯(lián)的效果會(huì)遞減。
需注意的是，最佳相位性能和最大輸出功率一致，因此測(cè)得的功率足以確保最佳的相位噪聲性能。本例中的校準(zhǔn)器為 ADIADL6010 功率檢波器，用于測(cè)量組合信號(hào)的輸出幅度。在此方法中，可 (在每個(gè)頻率)調(diào)節(jié)每個(gè) PLL 的相位，當(dāng)組合功率達(dá)到最大值時(shí)，相位調(diào)節(jié)恒定(如圖 6 所示)。針對(duì)其他每個(gè) PLL 重復(fù)該過(guò)程，直到所有四個(gè) PLL 都上電并得到調(diào)節(jié)，這樣合成器輸出端的信號(hào)即會(huì)達(dá)到最大值。
圖 6. 集成四個(gè)相位對(duì)準(zhǔn) ADF4355 的 PLL/VCO 以及 ADCLK948 時(shí)鐘緩沖器、合成器(PBR-0006SMG)和校準(zhǔn)電路
圖 7 顯示實(shí)際結(jié)果遵循理論，針對(duì) PLL/VCO 的每次倍頻具有所述的正確相位性能，相比單個(gè) PLL/VCO，四個(gè) PLL/VCO 的組合相位噪聲可改善 6 dB。當(dāng)四個(gè) PLL/VCO 相位組合時(shí)，一個(gè) ADF4355 PLL (1 MHz 偏移時(shí)–134 dBc/Hz/)的性能可改善 6 dB (1 MHz 偏移時(shí)約–140 dBc/Hz)。
圖 7. 輸出相位噪聲曲線圖，顯示單個(gè) ADF4355 PLL/VCO 振蕩器和四個(gè)組合的 ADF4355PLL/VCO 振蕩器的相位噪聲。
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