【導讀】天線用作噪聲的導體傳導和空間傳導之間的調(diào)和器。如果理解了天線的本質，就能設計出噪聲更小、成本更低的電子設備，還能恰當?shù)剡\用屏蔽和EMI靜噪濾波器。
發(fā)射模式
無線電波會以什么方向從偶極子天線發(fā)射？
圖15展示了圖8(c)所示的1m長度偶極子天線周圍±5m電場范圍的計算結果。在此圖中，天線位于直立位置的中心。不考慮地板的反射情況。信號源的輸出阻抗為0Ω。隨著色彩從藍色變?yōu)榧t色，電場變得更強。
圖15(a)是頻率為30MHz的情形。在相對較低的頻率范圍內(nèi)，電場集中在天線周圍且看起來像朝著頂端和底端擴散。形狀不同于如圖6所示的基本模式的原因是主要觀察的是近場（稍后講述）。
圖15(b)是1/2波長諧振的情形。隨著頻率升高，電場開始橫向擴散，隨后在諧振頻率處大范圍擴散。這個頻率范圍相對更接近如圖6所示的基本模式。
圖15(c)是3/2波長諧振的情形。可以發(fā)現(xiàn)發(fā)射分成6個方向。隨著頻率升高，發(fā)射傾向于分成這些方向。
圖15 偶極子天線周圍的電場計算結果
圖16 偶極子天線周圍的磁場計算結果
同樣地，圖16展示了磁場的計算結果。（因為已經(jīng)調(diào)節(jié)了色標，所以電場和磁場在遠場具有相同的色彩）。
如(a)所示，低頻范圍中的電場和磁場形狀明顯不同。此外，隨著電場和磁場在如圖(b)和(c)所示的高頻范圍內(nèi)朝著遠離天線的方向移動，電場和磁場強度趨于一致。電場和磁場之間的分布差異與波阻抗有關，這將會在后文中講述。
[page]偶極子天線的理論特性
如圖15和16所示，盡管可以使用電磁模擬裝置來觀察如何從偶極子天線發(fā)射無線電波，但如果是簡單的模型，也可以根據(jù)電磁理論來計算。本節(jié)中只講述最簡單的結果。
如果只考慮遠場，則從非常短的天線發(fā)射的無線電波可以用以下公式來表示。如圖6所示的基本發(fā)射模式是以這些公式為基礎的形狀。
圖17 超小型偶極子天線發(fā)射的電場
此處的l，I和ω分別表示天線長度(m)、電流(A)和角頻率(Hz)。波長λ與頻率成反比。從這些公式，可以看出從相對小的偶極子天線發(fā)射出的無線電波具有以下特性。
(i)無線電波的強度與天線長度、電流和頻率成正比，而與距離成反比。
(ii)無線電波已被極化。如圖所示的垂直位置中的天線在水平方向不產(chǎn)生任何電場（EΦ）。
(iii)最大發(fā)射的方向是圖中的橫向（θ=90°）。
這可以理解為當形成天線的線路長度縮短時，可以是相同的電流，也可以降低無線電波的發(fā)射。
環(huán)形天線
另一個基本天線是環(huán)形天線。環(huán)形天線是如圖3(c)所示電流流過環(huán)形線路而發(fā)射無線電波的天線。類似于偶極子天線，當線路短時發(fā)射才弱，但隨著環(huán)形線路變長形成更大的面積后，發(fā)射就會變強。
圖18展示了從方形的環(huán)形天線發(fā)射的計算結果。計算條件與圖8中偶極子天線的計算條件相同。環(huán)路位于水平位置。
(a) 展示了每側最小20mm的情形。發(fā)射強度保持相對小。
(b) 展示了每側為100mm的情形。隨著發(fā)射強度增加，峰值開始出現(xiàn)在810MHz處。
(c) 展示了每側為0.5m的情形。發(fā)射峰值出現(xiàn)在最低170MHz以及近似整數(shù)倍的頻率處。發(fā)射強度在170MHz及以上頻率處幾乎是不變的。
如上所述，環(huán)形天線還展示了與偶極子天線類似的頻率特征。但區(qū)別是發(fā)射峰值出現(xiàn)在環(huán)形長度（一側長度的4倍）形成整數(shù)倍波長時的頻率左右處。
圖18 環(huán)形天線
[page]環(huán)形天線的諧振頻率
(1) 輸入阻抗
圖19展示了根據(jù)圖18中的計算條件得出的輸入阻抗計算結果。
圖19(a)展示了輸入阻抗。類似于偶極子天線，這可以理解為阻抗在發(fā)射強度高的頻率處達到局部最低點。與偶極子天線一樣，駐波會在這些頻率時出現(xiàn)于線路上并產(chǎn)生諧振。
(2) 電阻元件
圖19(b)展示了每側為100mm的電阻元件情形。類似于偶極子天線的情形，阻抗和電阻在阻抗的局部最高點和最低點彼此匹配，這可以理解為天線會在此阻抗時出現(xiàn)諧振。此外，類似于偶極子天線的情形，局部最高點因無法達到與信號源匹配的阻抗而不會出現(xiàn)發(fā)射峰值。
圖19 環(huán)形天線的輸入阻抗（計算值）
(3) 天線長度和諧振頻率
當環(huán)形長度為波長的整數(shù)倍時，會出現(xiàn)環(huán)形天線的局部最低點。因此發(fā)射強度高的頻率將是第一個頻率的整數(shù)倍。（由于偶極子天線涉及奇數(shù)倍，所以環(huán)形天線的諧振頻率間隔看起來更窄）
環(huán)形天線的諧振頻率出現(xiàn)在稍高于正常頻率的頻率端，這由實際長度決定。例如，即使假設根據(jù)一個波長為750MHz，圖19(b)中的局部最低點也指示810MHz。（對于偶極子天線，頻率會朝著低頻端偏移）[page]
環(huán)形天線周圍的電磁場
類似于上述偶極子天線，圖20展示了環(huán)形天線周圍電場和磁場的計算結果。如圖18(c)所示，以軸指向頁面頂部和底部的方向放置一個邊長為0.5m的方形環(huán)形天線（因此，環(huán)形區(qū)域垂直于此頁面）用于計算。
圖20(a)展示了30MHz相對低頻的電磁場。可以理解為強電磁場的區(qū)域僅限天線附近。而且，磁場的形狀不同于如圖6所示的基本模式。
圖20(b)展示了170MHz的電磁場，其中出現(xiàn)一個波長的諧振。這可以理解為圖中的結構會朝著頂端和底端發(fā)射。這種情形也不同于圖6中的基本模式。
圖20(c)展示了310MHz的電磁場，其中出現(xiàn)兩個波長的諧振。這種情況下，天線會朝著橫向發(fā)射，發(fā)射的形狀接近圖6中的基本模式。
因此需要意識到環(huán)形天線附近的電磁場可能不同于如圖6所示的基本模式。圖6的形狀，是在距離天線足夠遠，且該天線相對波長而言足夠小的情況下測得的。
圖20 環(huán)形天線周圍的電磁場計算結果
環(huán)形天線的理論特性
類似于偶極子天線，如圖21所示根據(jù)電磁理論 [參考文獻 3] 還可以計算環(huán)形天線的基本發(fā)射特征。圖6中的基本模式以這些公式為基礎。
圖21 超小型環(huán)形天線發(fā)射的電場
此處的S，I和ω分別表示環(huán)形面積(m2)，電流(A)和角頻率(Hz)。波長λ與頻率成反比。從這些公式，可以看出從相對小的環(huán)形天線發(fā)射出的無線電波具有以下特性。
(i)無線電波的強度與環(huán)形面積、電流和頻率的平方成正比，而與距離成反比。
(ii)無線電波已被極化。如圖所示的水平位置中的天線在垂直方向不產(chǎn)生任何電場（Eθ）。
(iii)最大發(fā)射的方向是圖中的橫向（θ=90°）。
無線電波的強度由環(huán)形天線S的面積決定，與線路的長度沒有直接關系。如果以保持S較小的方式來設計線路，則可以降低無線電波的發(fā)射。
如圖18所示的計算結果看起來發(fā)射強度與頻率的平方不成正比。出現(xiàn)這些結果的原因包括電流由于天線的輸入阻抗明顯不同而不穩(wěn)定，以及天線無法在高頻范圍內(nèi)被視為非常小的環(huán)路。[page]
近場和遠場
通常電場和磁場會隨著遠離天線而變?nèi)酢Ｈ缓箅妶龊痛艌鲇卸嗳跄兀?br /> 為了簡化這個現(xiàn)象，讓我們考慮100MHz的電流在短天線上均勻流動。圖22展示了以電磁理論為基礎的電場和磁場的計算結果。在此圖中，我們可以發(fā)現(xiàn):
(i)偶極子天線附近區(qū)域內(nèi)的電場較強
在此區(qū)域內(nèi)，電場的衰減程度與距離的立方成正比，而磁場的衰減程度與距離的平方成正比
(ii)環(huán)形天線附近區(qū)域內(nèi)的磁場較強
在此區(qū)域內(nèi)，磁場的衰減程度與距離的立方成正比，而電場的衰減程度與距離的平方成正比
(iii)對于這兩種類型的天線，在相對遠場內(nèi)電場和磁場的衰減均與距離成正比。
這種情況下，電場與磁場的比率為377Ω。
(iv)到區(qū)域(iii)的轉換距離大約為0.5m
這意味著區(qū)域(i)和(ii)對應于第4-2-6節(jié)中講述的近場，而區(qū)域(iii)對應于遠場。(iii)的遠場被認為是以波形發(fā)射無線電波。
(iv)的轉換距離會因頻率而不同，已知的轉換距離為λ/2π（100MHz時大約為0.5m）。
圖22中的圖表表示頻率固定為100MHz時的特定狀態(tài)，方便理解。通過將水平軸標準化為波長的距離，此圖表可適用于100MHz之外的其他頻率。近場內(nèi)的電場和磁場會隨著距離明顯減弱。就噪聲抑制而言，有效的方法是保持距離。但如果是短距離，就需要屏蔽，這是因為電磁發(fā)射很強。
圖22 偶極子天線周圍電場和磁場的距離特征
波阻抗
在天線附近使用電磁屏蔽時，屏蔽的效果會因波阻抗而有所差異。波阻抗是某個位置電場與磁場的比率。如圖22所示，由于偶極子天線附近的電場較強，所以波阻抗較高，而環(huán)形天線附近的磁場較強，波阻抗就較低。
圖23展示了根據(jù)圖22的計算結果計算出的波阻抗。偶極子天線可能會在緊鄰處（不超過1cm）產(chǎn)生不低于10KΩ的高阻抗，而環(huán)形天線會在其緊鄰處產(chǎn)生不超過10Ω的低阻抗。但是對于這兩種天線，當距離超過λ/2π（100MHz時為0.48m）時會轉換為遠場，且波阻抗固定為377Ω。這個數(shù)值是由無線電波傳輸所在空間的介電常數(shù)和導磁率決定的。
圖23 波阻抗的計算結果
[page]設計發(fā)射低噪聲的電子設備
(1) 縮短線路長度和縮小環(huán)形面積
如上所述，無線電波的發(fā)射取決于天線的長度和環(huán)形面積。這就是為什么當減小線路長度時電子設備會不那么容易發(fā)射無線電波。
即使無法縮短線路長度，如果減小導線形成的間隙，環(huán)形面積也會變小，隨之減少發(fā)射。圖24展示了減小40cm導線形成的間隙面積時發(fā)射的變化。由 此可見隨著形狀從(a)，(b)變化為(c)，可以減少更多的發(fā)射。此外，大約在750MHz時發(fā)射峰值保持相對較高。在這個頻率上，往返線路形成傳輸 線，形成了1/2波長諧振電路，因此通過大電流。
(2) 諧振頻率上的噪聲可能保持不變
另外對于偶極子天線，如果如圖25所示減小折疊導線之間的間隙，就可以減少發(fā)射。這是因為即使諧振頻率和電流值保持不變，輻射電阻也會降低。類似于環(huán)形天線，諧振頻率上的噪聲可能保持不變。為了消除這種諧振，適合使用下一節(jié)講述的大損耗靜噪元件。
圖24 縮小環(huán)形面積后發(fā)射的變化（計算值）
圖25 發(fā)射隨線路角度的變化（計算值）
(3) 用低通濾波器降低噪聲
如圖24(c)和圖25(c)所示，由于強諧振而在諧振頻率上出現(xiàn)強噪聲發(fā)射時，使用LC低通濾波器可以偏移諧振頻率，從而在另一個頻率上形成強噪聲。圖26展示了將電感器用作低通濾波器的示例。
圖26(a)與圖25(c)所示的計算結果相同。會在大約750MHz處看到強諧振。
圖26(b)展示了連接50nH線圈作為EMI靜噪濾波器抑制這種噪聲的情形。盡管第3章進行了詳細講述，但線圈或旁路電容器用作低通濾波器可防 止噪聲被傳輸?shù)教炀€。圖26(b)還展示了噪聲在750MHz處因低通濾波器的效果而出現(xiàn)下降。不過也會看到噪聲在430MHz處增大。因此需要 注意的是，將靜噪元件隨意地連接到諧振電路可能會改變諧振狀態(tài)且增加噪聲。[page]
(4) 使用大損耗的EMI靜噪濾波器
為了避免這種故障，應該選用大損耗的EMI靜噪濾波器。圖26(c)展示了增加一個與線圈串聯(lián)的100Ω電阻器的示例。可以發(fā)現(xiàn)諧振已經(jīng)消失，并且整個頻率范圍內(nèi)的噪聲發(fā)射被降低。鐵氧體磁珠是這種方式下同時具有線圈和電阻器特征的其中一個元件。鐵氧體磁珠在第3章內(nèi)詳細講述。
圖26 靜噪元件的損耗效果（計算值）
(5) 從屏蔽罩伸出的任何導線均用作單極天線
屏蔽對抑制噪聲的空間傳導有效。如果可以徹底地封閉整個電子設備，屏蔽就會有效地工作。但許多電子設備會有一根導線穿過屏蔽罩，用作噪聲的出入口，因此會削弱屏蔽效果。
對于這種情況的天線模型，穿過屏蔽罩的導線可以被視為用作地面的屏蔽上方的單極天線。圖27(a)展示了這種情形的模型圖。在這個模型中，伸出的導線長度越短，發(fā)射的噪聲越小。在定性地分析實際電子設備的噪聲抑制時也能得出這個結論。
(6) 屏蔽罩用作偶極子天線
在此模型中，當導線如圖27(a)所示非常短時，幾乎沒有噪聲發(fā)射。但是在實際的噪聲抑制中，即使導線只有1cm，也可能會發(fā)出不可忽略的強噪聲。
這是因為屏蔽本身用作偶極子天線的另一個部件，如圖27(b)所示。這種情況下，發(fā)射無線電波的天線主體部件不再是伸出的導線，而是屏蔽罩本身。此時也可以認為因為屏蔽已經(jīng)損壞，噪聲被傳導到屏蔽罩。
這種情形下的天線功能會因屏蔽罩的尺寸和形狀而發(fā)生變化。諧振頻率可被認為是以偶極子天線（包括屏蔽的尺寸）的諧振頻率為基礎。圖7(c)展示了將此建模為偶極子天線時的計算結果。盡管峰值頻率與圖27(b)相同，但發(fā)現(xiàn)發(fā)射更強。
(7) 即使伸出的導線很短也要插入濾波器
如果包含噪聲的導線從屏蔽中伸出，即使伸出的導線很短也要特別小心。建議在導線穿過屏蔽的位置處采用EMI靜噪濾波器。
圖27 用作天線的屏蔽罩示例（計算值）
