【導(dǎo)讀】在本應(yīng)用筆記中，我們將研究開關(guān)穩(wěn)壓器的三種基本控制算法。我們將討論每種方法的優(yōu)缺點，并就正確的環(huán)路補償策略提供指導(dǎo)，以獲得快速穩(wěn)定的響應(yīng)。
在本應(yīng)用筆記中，我們將研究開關(guān)穩(wěn)壓器的三種基本控制算法。我們將討論每種方法的優(yōu)缺點，并就正確的環(huán)路補償策略提供指導(dǎo)，以獲得快速穩(wěn)定的響應(yīng)。
介紹
至少從17世紀開始，我們就有了線性系統(tǒng)的反饋控制方案。它們被用來調(diào)節(jié)磨石之間的壓力和距離，然后，著名的是，控制詹姆斯瓦特的蒸汽機。這些早期技術(shù)適用于當(dāng)今使用的線性穩(wěn)壓器的控制。在當(dāng)今的電源對話中，開關(guān)技術(shù)是首選。這就是為什么考慮控制輸出電壓很重要的原因，通常使用脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)。本應(yīng)用筆記介紹了三種常見的控制方法——恒定導(dǎo)通時間、電壓模式和電流模式——以及它們的優(yōu)缺點和實現(xiàn)方式。
最簡單的控制方法：恒定導(dǎo)通時間
恒定導(dǎo)通時間可能是降壓轉(zhuǎn)換器電路中使用的最簡單的控制方法。此方法為輸出提供固定周期的能量爆發(fā)。為了保持恒定的輸出電壓，突發(fā)的重復(fù)率是可變的。圖1描述了提供固定長度脈沖的單觸發(fā)或單穩(wěn)態(tài)脈沖，使輸出電感中的電流從其平均直流值線性上升，并為輸出電容充電。隨著脈沖，電容電壓下降。當(dāng)電壓降至基準值以下時，通過啟動下一個導(dǎo)通脈沖，我們可以有效地調(diào)節(jié)輸出電壓，輕負載產(chǎn)生更長的關(guān)斷時間。憑借其正反饋，該電路的作用類似于功率振蕩器，因此有時被稱為“砰”或“紋波”穩(wěn)壓器。由于關(guān)斷時間可變，電路本質(zhì)上是可變頻率的。
圖1.持續(xù)導(dǎo)通時間控制。
由于這種方法沒有負反饋，因此不需要環(huán)路補償，并且電路可以立即對負載變化做出反應(yīng)。此外，考慮到輕負載下的低頻工作，整個負載范圍內(nèi)的效率可能很高。
然而，除了可變頻率之外，這種方法也有一些缺點。該電路確實取決于電壓紋波的存在，因此需要折衷方案，以提供足夠低的紋波，但又足夠高，以使控制比較器不會受到開關(guān)噪聲的過度影響。此外，還缺乏固有的過載保護——負載過大時，頻率會進一步增加，從而增加開關(guān)損耗。這就是為什么通常有一個由圖中標記為“min off”的塊形成的最小關(guān)閉時間限制。
一種固定頻率控制方法：電壓模式
電壓模式通常以固定頻率工作，采用PWM。在圖2中，輸出電壓與基準電壓源和誤差信號V 進行比較E產(chǎn)生以直接控制來自電源開關(guān)的導(dǎo)通時間脈沖的寬度。這是一個線性負反饋環(huán)路，受帶寬限制以避免不穩(wěn)定，因此至少濾除開關(guān)頻率噪聲。
圖2.電壓模式控制。
然而，在帶有LC輸出濾波器的降壓轉(zhuǎn)換器中，高于其諧振頻率的小信號響應(yīng)存在180度相移，諧振頻率可能只有幾百Hz。再加上負反饋環(huán)路固有的 180 度偏移，為我們提供了 360 度的偏移，如果該頻率有任何環(huán)路增益，則會導(dǎo)致一定的不穩(wěn)定性。這將迫使我們以如此低的頻率滾降誤差放大器中的增益，以至于環(huán)路會非常慢。輸出電容ESR在這里可能很有用，部分原因是在電容及其ESR的轉(zhuǎn)折頻率上方，ESR占主導(dǎo)地位，因此輸出電路變成LR網(wǎng)絡(luò)，其相移小于LC。這樣可以有效地擴展環(huán)路帶寬。然而，使用陶瓷輸出電容器時，問題確實會再次出現(xiàn)，而陶瓷輸出電容器幾乎沒有ESR。
在任何情況下，為了獲得最佳的環(huán)路速度和輸出精度，誤差放大器需要仔細調(diào)整其頻率響應(yīng)。雖然我們一直專注于降壓轉(zhuǎn)換器，但這種技術(shù)也可以很容易地用于其他拓撲，例如升壓、降壓-升壓和所有類型的隔離轉(zhuǎn)換器，但推挽電路除外。
一種實現(xiàn)更高環(huán)路帶寬的方法：電流模式
Cecil Deisch 最初發(fā)明了電流模式控制，以防止推挽式電路中的變壓器“樓梯飽和”，采用電壓模式控制。然而，不久之后，這種技術(shù)在應(yīng)用于大多數(shù)轉(zhuǎn)換器拓撲時就被認為是有益的。如圖3所示，這種實現(xiàn)類似于電壓模式，只是鋸齒斜坡不是單獨生成的;它源自開關(guān)導(dǎo)通時間期間的電感電流斜坡。這意味著當(dāng)達到特定的峰值電流時，我們將關(guān)閉開關(guān)，并通過時鐘信號再次打開。這種方法有幾個好處。輸出濾波器現(xiàn)在由受控電流源驅(qū)動，使其成為單極點響應(yīng)。這僅比其轉(zhuǎn)折頻率高出90度的相移，在整體相位延遲達到360度之前允許更高的環(huán)路帶寬。誤差放大器補償器網(wǎng)絡(luò)變得不那么重要，可以更容易地集成到控制IC中。
圖3.電流模式控制。
由于直接檢測峰值電流，因此開關(guān)電流可以逐脈沖過載限制在安全值。因此，您可以更接近電感的磁飽和極限，因為知道有一個快速電流限制可用。最后，還有一個自動前饋機制，可直接控制輸入變化的脈沖寬度。在電壓模式電路中，必須等待輸入電壓變化通過功率級傳播到輸出，然后通過誤差放大器返回，然后才能進行校正。在電流模式下，輸入電壓變化直接影響電感斜坡的斜率，具體因素如下：
較高的輸入電壓產(chǎn)生更快的斜坡，這意味著您可以更快地達到關(guān)斷閾值并獲得更短的脈沖 - 這正是校正更高電壓所需要的。因此，在電流模式控制的電路中，線路調(diào)節(jié)非常好。
負載均流是電流模式控制的另一個優(yōu)點。如果錯誤信號V相同E應(yīng)用于幾個相同的轉(zhuǎn)換器，然后轉(zhuǎn)換器的峰值電流保持相等，進而保持轉(zhuǎn)換器的平均電流也相等。
電流模式控制的缺點是什么？如果電路工作在50%占空比以上，則會出現(xiàn)一種稱為次諧波振蕩的效應(yīng)。這種效應(yīng)似乎是由電流環(huán)路在開關(guān)頻率的一半處的增益峰值引起的。這表現(xiàn)為交替的窄功率脈沖和寬功率脈沖。不過，解決方法非常簡單——通過添加源自系統(tǒng)時鐘的斜坡，人為地增加了電感電流的斜坡斜率。將檢測電流斜率增加一個大于電感電流下降斜率一半的值就可以解決問題。然而，過多的斜率補償確實會使環(huán)路重新進入電壓模式，因此在這種情況下，越多越好。
電流模式適用于所有拓撲，但半橋除外，半橋需要額外的復(fù)雜性以避免串聯(lián)橋式電容器失控的不平衡。
關(guān)于極點和零點的提醒
在控制回路中，我們談?wù)摌O點和零點。這些是在特定頻率下發(fā)生的傳遞函數(shù)的最大值和最小值，表示增益與頻率圖中的轉(zhuǎn)折點。
公平的補償
為了保證穩(wěn)定性并實現(xiàn)最快、最精確的輸出電壓控制，電壓模式和電流模式方案需要誤差放大器頻率響應(yīng)定制或補償。三種方案，稱為I型，II型和III型，涵蓋了所有實際應(yīng)用。類型編號對應(yīng)于誤差放大器響應(yīng)中的極點數(shù)。
圖 4 顯示了這些安排。您可能會將 I 型補償器識別為積分器，其增益從 DC 時的最大值下降 20dB/十倍頻程。相移為恒定的270度（90度積分器加運算放大器的180度）。該電路將保持一些環(huán)路穩(wěn)定，但環(huán)路帶寬非常差。
圖4.誤差放大器補償電路。
II型補償器用于電流模式轉(zhuǎn)換器，具有兩個極點和一個零點。與類型 I 一樣，在 0Hz 處有一個極點，但將零點放置在單輸出濾波器極點出現(xiàn)的最低頻率處。這消除了由極點引起的相移，并增加了增益以阻止由0Hz極點引起的-20dB/十倍頻程增益滾降。這樣做的效果是擴展環(huán)路的有用帶寬。最后一個高頻極點可確保在整個環(huán)路相移達到360度之前再次降低增益，并具有一定的裕量。
III型補償器用于電壓模式控制，其中輸出濾波器的雙極點在功率級傳遞函數(shù)中引入陡峭的-40dB/十倍頻程增益滾降，快速相位變化為-180度。補償器有兩個零點，再次放置以消除兩個輸出濾波器極點。放置0Hz極點和兩個高頻極點以保持高增益，并將相位延遲降至盡可能高的頻率。給定可能的變量數(shù)量，您可以使用不同的極點零放置方案來優(yōu)化不同條件下的結(jié)果。
使用這些技術(shù)，環(huán)路可以具有有用的增益和帶寬，最高可達開關(guān)頻率的十分之一左右。
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