【導(dǎo)讀】容性負(fù)載一定會影響運(yùn)算放大器的性能。簡單地說，容性負(fù)載可以將放大器變?yōu)檎袷幤鳌＝裉煳覀兙蛠碚f說——容性負(fù)載如何將放大器變?yōu)檎袷幤鳎咳绾翁幚砣菪载?fù)載？
放大器變振蕩器？這是有原理的！
運(yùn)算放大器固有的輸出電阻Ro與容性負(fù)載一起，構(gòu)成放大器傳遞函數(shù)的另一個(gè)極點(diǎn)。如波特圖所示，在每個(gè)極點(diǎn)處，幅度斜率（負(fù)值）減小20dB/10倍。請注意各極點(diǎn)如何增加多達(dá)-90°的相移。我們可以從兩個(gè)角度來考察不穩(wěn)定性問題。請看對數(shù)圖上的幅度響應(yīng)，當(dāng)開環(huán)增益與反饋衰減之和大于1時(shí)，電路就會變得不穩(wěn)定。類似地，還可以看相位響應(yīng)，在環(huán)路相移超過-180°的頻率，如果此頻率低于閉環(huán)帶寬，則運(yùn)算放大器往往會發(fā)生振蕩。電壓反饋型運(yùn)算放大器電路的閉環(huán)帶寬等于運(yùn)算放太器的增益帶寬積（GBP，或單位增益頻率）除以電路的閉環(huán)增益（ACL）。
運(yùn)算放大器電路的相位余量可以看作是使電路變得不穩(wěn)定時(shí)所需的閉環(huán)帶寬的額外相移量（即相移+相位余量=-180°)。隨著相位余量趨于0，環(huán)路相移趨于-180°，運(yùn)算放大器電路便趨于不穩(wěn)定。通常而言，如果相位余量值遠(yuǎn)小于45°，就會導(dǎo)致頻率響應(yīng)的尖峰，以及階躍響應(yīng)時(shí)的過沖或響鈴振蕩等問題。為了保持足夠的相位余量，容性負(fù)載所產(chǎn)生的極點(diǎn)至少應(yīng)比電路的閉環(huán)帶寬高10倍。如果不是這樣，請考慮電路不穩(wěn)定的可能性。
如何處理容性負(fù)載？教你三招
首先應(yīng)當(dāng)確定，運(yùn)算放大器能否安全地驅(qū)動(dòng)自身負(fù)載。許多運(yùn)算放大器數(shù)據(jù)手冊規(guī)定了“容性負(fù)載驅(qū)動(dòng)能力”，另有一些則提供了關(guān)于“小信號過沖與容性負(fù)載之間關(guān)系”的典型數(shù)據(jù)。查看這些數(shù)值，可以發(fā)現(xiàn)過沖隨著負(fù)載電容增加成倍遞增。當(dāng)過沖接近100%時(shí)，運(yùn)算放大器便趨于不穩(wěn)定。如果可能，請讓過沖遠(yuǎn)低于此限值。另外請注意，此圖針對特定增益而言。對于電壓反饋型運(yùn)算放大器，容性負(fù)載驅(qū)動(dòng)能力隨著增益的增加而提高。因此，在單位增益時(shí)能夠安全驅(qū)動(dòng)100pF電容的電壓反饋型運(yùn)算放大器，在增益為10時(shí)應(yīng)當(dāng)能夠驅(qū)動(dòng)1000pF電容。
一些運(yùn)算放大器數(shù)據(jù)手冊給出了開環(huán)輸出電阻（Ro)，由此可算出上述附加極點(diǎn)的頻率。如果附加極點(diǎn)的頻率(fp）比電路帶寬高出10倍，電路將保持穩(wěn)定。
如果運(yùn)算放大器的數(shù)據(jù)手冊沒有說明容性負(fù)載驅(qū)動(dòng)能力或開環(huán)輸出電阻，并且沒有提供過沖與容性負(fù)載的關(guān)系圖，那么為了確保穩(wěn)定性，必須假設(shè)任何負(fù)載電容均要求采取某種補(bǔ)償技術(shù)。有許多方法都能使標(biāo)準(zhǔn)運(yùn)算放大器電路穩(wěn)定驅(qū)動(dòng)容性負(fù)載，下面是其中幾種：
噪聲增益操控
這是一種在低頻應(yīng)用中保持穩(wěn)定的有效方法，然而卻經(jīng)常被設(shè)計(jì)人員所忽略。其原理是提高電路的閉環(huán)增益（也稱為“噪聲增益”），而不改變信號增益，從而降低開環(huán)增益與反饋衰減之積變?yōu)?的頻率。在一些電路的運(yùn)算放大器輸入端之間連接RD即可實(shí)現(xiàn)，如下圖所示。利用所給的公式可求得這些電路的“噪聲增益”。
由于穩(wěn)定性受噪聲增益而不是信號增益控制，因此上面的電路可提高穩(wěn)定性，且不會影響信號增益。只需使“噪聲帶寬”（GBP/ANOISE）比負(fù)載所產(chǎn)生的極點(diǎn)至少低10倍，便可確保穩(wěn)定。
這種穩(wěn)定方法有一個(gè)缺點(diǎn)，即折合到輸入端的電壓噪聲和輸人失調(diào)電壓進(jìn)一步放大，導(dǎo)致輸出噪聲和失調(diào)電壓增加。將電容CD與RD串聯(lián)，可以消除增加的直流偏置電壓，但這種技術(shù)會增加噪聲，無法消除。這些電路在包含CD和不含CD兩種情況下的有效噪聲增益如圖所示。
使用時(shí)，CD應(yīng)盡可能大；最小值應(yīng)為10ANOISE/（2πRDGBP)，才能使“噪聲極點(diǎn)”至少比“噪聲帶寬”低10倍。
環(huán)外補(bǔ)償
這種方法是在運(yùn)算放大器的輸出端與負(fù)載電容之間增加一個(gè)電阻RX，如下圖所示。該電阻顯然在反饋環(huán)路之外，但它與負(fù)載電容一起，可將一個(gè)零點(diǎn)引人反饋網(wǎng)絡(luò)的此傳遞函數(shù)，從而減小高頻時(shí)的環(huán)路相移。
為確保穩(wěn)定，RX值應(yīng)使所增加的零點(diǎn)（fZ）至少比運(yùn)算放大器電路的閉環(huán)帶寬低10倍。增加RX后，電路性能不會像第一種方法一樣受到影響，輸出噪聲不會增加，但相對負(fù)載而言的輸出阻抗會提高。由于RX和RL構(gòu)成電阻分壓器，這可能會降低信號增益。如果RL已知且相當(dāng)穩(wěn)定，則可以提高運(yùn)算放大器電路的增益，以抵消該增益損失。
這種方法對于驅(qū)動(dòng)傳輸線路非常有效。為了避免駐波，RL和RX的值必須等于電纜的特性阻抗（一般為50Ω或75Ω）。因此，RX是預(yù)先確定的，剩下的工作就是讓放大器的增益加倍，以便抵消電阻分壓器造成的信號損耗，這樣問題就解決了。
環(huán)內(nèi)補(bǔ)償
如果RL是未知的或動(dòng)態(tài)變化的，則增益級的有效輸出電阻必須保持較低。這種情況下，將RX連接在整個(gè)反饋環(huán)路以內(nèi)可能有幫助，如下圖所示。采用這種配置，直流和低頻反做來自負(fù)載本身，因此從輸入端到負(fù)載的信號增益仍然不受分壓器（RX和RL）的影響。
此電路中增加的電容CF可以抵消CL所造成的極點(diǎn)和零點(diǎn)。簡單地說，CF所產(chǎn)生的零點(diǎn)與CL所產(chǎn)生的極點(diǎn)一致，同時(shí)CF所產(chǎn)生的極點(diǎn)與CL所產(chǎn)生的零點(diǎn)一致。因此，總傳遞函數(shù)和相位響應(yīng)與沒有電容時(shí)完全一樣。為了確保極點(diǎn)和零點(diǎn)組合均得以抵消，必須精確求解上述方程式。另外應(yīng)注意條件；如果負(fù)載阻抗相對較大，則這些條件很容易得到滿足。
如果RO未知，將難以計(jì)算。這種情況下，設(shè)計(jì)程序就變成猜謎游戲，這可以說是電路設(shè)計(jì)的噩夢。關(guān)于SPICE，有一點(diǎn)應(yīng)當(dāng)注意：運(yùn)算放大器的SPICE模型并未精確模擬開環(huán)輸出電阻（RO），因此并不能完全取代補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的經(jīng)驗(yàn)設(shè)計(jì)。
還有一點(diǎn)必須注意：CL必須為已知且恒定的值，才能應(yīng)用這種技術(shù)。許多應(yīng)用中，放大器驅(qū)動(dòng)非常規(guī)負(fù)載，CL可能會因負(fù)載不同而有很大差別。只有CL是閉環(huán)系統(tǒng)的一部分時(shí)，使用以上電路才是最佳選擇。
一種應(yīng)用是對基準(zhǔn)電壓進(jìn)行緩沖或反相，以驅(qū)動(dòng)較大的去耦電容。此時(shí)，CL為固定值，可以精確抵消極點(diǎn)/零點(diǎn)組合。這種方法的低直流輸出阻抗和低噪聲（與前兩種方法相比）非常有利。此外，基準(zhǔn)電壓的去耦電容可能很大（經(jīng)常為若干微法），使用其它補(bǔ)償方法并不可行。
以上三種方法均應(yīng)用于“標(biāo)準(zhǔn)”、單位增益穩(wěn)定、電壓反饋型運(yùn)算放大器，每種方法各有利弊。現(xiàn)在，您可以應(yīng)用自己的知識來判斷哪種方法最適合您的應(yīng)用啦~
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